5.4.1. ზოგადი ინფორმაცია ოპერაციული გამაძლიერებლების შესახებ
კლასიკურ ელექტრონიკაში ოპერაციულ გამაძლიერებელს ჩვეულებრივ უწოდებენ ხაზოვან გადამყვანს, რომლის დახმარებით შეგიძლიათ შეასრულოთ სხვადასხვა მათემატიკური ოპერაციები - შეჯამება, გამოკლება, ინტეგრაცია, დიფერენციაცია და ა.შ. რომლის საფუძველზეც, უკუკავშირის შემოღებით, შეგიძლიათ განახორციელოთ მათემატიკური ოპერაციები. ინტეგრირებული ოპ-ამპერები შექმნილია არა მხოლოდ მათემატიკური ოპერაციების შესასრულებლად, არამედ სიგნალის გარდაქმნის (გაძლიერება, დამუშავება, სიგნალის გენერირება) განსახორციელებლად.
ოპ-გამაძლიერებლის ჩვეულებრივი გრაფიკული გამოსახულება და ფუნქციური აღნიშვნა ნაჩვენებია ნახ. 5.5.
თანამედროვე ოპ-ამპერები აგებულია პირდაპირი გამაძლიერებელი მიკროსქემის მიხედვით, დიფერენციალური შეყვანებით ტოლი ელექტრული პარამეტრებით (შებრუნებული შეყვანა „○“ ან „−“ და არაინვერსიული შეყვანა - აღნიშვნის გარეშე ან „+“) და ბიპოლარული ბიპოლარული (ინ. სიგნალის ამპლიტუდის პირობები) გამომავალი. op-amp-ის ძირითადი ელემენტია შეყვანის საფეხური, აგებული დიფერენციალური გამაძლიერებლის (DA) მიკროსქემის მიხედვით, რომლის დანიშნულებაა მის შეყვანებს შორის დაფიქსირებული სიგნალის სხვაობის გაძლიერება (ნახ. 5.6a). დისტანციური მართვის პულტს აქვს ორი ტრანზისტორი VT1 და VT2 კოლექტორის დატვირთვის რეზისტორებით R K. ამ ტრანზისტორების ემიტერის დენები იქმნება სტაბილური დენის გენერატორის (GCT) I 0 გამოყენებით, რომელიც დამზადებულია VT3 და VT4 ტრანზისტორებზე. თუ VT1 და VT2 ტრანზისტორების პარამეტრები იდენტურია, კოლექტორის რეზისტორები ტოლია და იმ პირობით, რომ შემავალი სიგნალები უ − = უ + = 0 , სხვაობა დისტანციური მართვის გამომავალ სიგნალებს შორის იქნება ნულის ტოლი, რადგან იდეალური დისტანციური მართვისთვის ემიტერის დენი I 0 იყოფა ნახევრად VT1 და VT2 ტრანზისტორებს შორის.
დიფერენციალური გამაძლიერებლების თეორიიდან ცნობილია, რომ ბალანსის რეჟიმში თითოეული გამომავალი პოტენციალს აქვს საერთო რეჟიმის ძაბვის დონე მიწასთან მიმართებაში: .
ბალანსის რეჟიმი შეესაბამება დიაგრამას (ნახ. 5.6, ბ) დროის მომენტამდე ტ1 . მომენტში გამოჩენისას ტ1 სიგნალი უ − ტრანზისტორი VT1 იღებს მეტ მიკერძოებულ დენს და მის კოლექტორის დენს მე კ 1 იზრდება და ტრანზისტორი VT2 დენი მცირდება, ვინაიდან
მე კ 1
+
მე კ 2
=
მე 0
. ამრიგად, U − შეყვანის ძაბვის მატებასთან ერთად, გამომავალი ძაბვა პირველი ტრანზისტორის გამომავალზე მცირდება. 
(სიგნალის მატება ინვერსიულია ფაზაში). დისტანციური მართვის სხვა გამოსავალზე არის ძაბვა 
გაიზრდება (სიგნალის ზრდა არ არის შებრუნებული ფაზა). სრული დიფერენციალური გამომავალი სიგნალი დისტანციური მართვის გამოსავალს შორის განისაზღვრება მიმართებით:
გამომავალი სიგნალების ცვლილება ჩერდება, როდესაც მთელი დენი I 0 იწყებს გადინებას ტრანზისტორი VT1-ში. t2 დროს, ტრანზისტორი VT2 გადადის ათვლის რეჟიმში. ვინაიდან დისტანციური მართვის შეყვანის წინააღმდეგობა უკუპროპორციულია მისი ოპერაციული დენის მნიშვნელობასთან I 0, ეს დენი ჩვეულებრივ დაყენებულია მცირედ (ათობით მიკროამპერი), რაც თავის მხრივ განსაზღვრავს დისტანციური მართვის დაბალ მომატებას:
სად 
- ბიპოლარული ტრანზისტორის გამტარობა. ამიტომ, ინტეგრირებული ოპერაციული გამაძლიერებლები იყენებენ შემდგომ გამაძლიერებელ ეტაპებს მაღალი ძაბვის მომატების მისაღწევად. ზოგადად, ოპ-გამაძლიერებლის ძაბვის მომატება უდრის მისი ყველა საფეხურის მომატების ფაქტორების ნამრავლს: 
.
შეყვანის ძაბვის აბსოლუტური მნიშვნელობები უ − , უ + და უ EXITშემოიფარგლება op-amp მიწოდების ძაბვით + უ პეტიდა − უ პეტი− (≤ ± 15 ვ). op-amp-ის გადაცემის მახასიათებლის ტიპიური თვისება არის ის, რომ ის მგრძნობიარეა შეყვანის ძაბვების სხვაობის მიმართ და არ არის დამოკიდებული მათ აბსოლუტურ მნიშვნელობებზე. ამ თვისებიდან გამომდინარეობს ორი ცნების დანერგვა: საერთო რეჟიმის შეყვანის ძაბვა უ SINFსაერთო ძაბვის კომპონენტისთვის, როგორც მათ შესასვლელში, რომელიც უნდა დათრგუნოს გამაძლიერებლის მიერ, ასევე დიფერენციალური შეყვანის ძაბვისთვის უ დ, რაზეც გამაძლიერებელი პასუხობს:
,
,
სად K = 1/2 ან 0.
op-amp პარამეტრების განსაზღვრის გასამარტივებლად, ჩვეულებრივ ვარაუდობენ TO= 0, მაშინ უ SINF = უ + .
ინტეგრირებული ოპერაციული გამაძლიერებლები, როგორც წესი, შედგება დიფერენციალური შეყვანის საფეხურისგან, გაზრდის ეტაპებისგან, საფეხურისგან, რომელიც გარდაქმნის დიფერენციალური გამაძლიერებლის ორფაზიან გამომავალს ერთფაზად და დონის ცვლის საფეხურს. გამაძლიერებლის გამომავალზე გამოიყენება ემიტერის მიმდევარი დამატებით ტრანზისტორებზე, რომელიც უზრუნველყოფს როგორც დადებითი, ასევე უარყოფითი პოლარობის სიგნალების გადაცემას. თანამედროვე op-amps-ებში TO 0 აღწევს 1*10 5 ან მეტი რიგის მნიშვნელობას.
ოპერაციულ გამაძლიერებლებზე დაფუძნებული მიკროსქემის დიზაინის განხილვისა და ანალიზისა და ძირითადი ურთიერთობების გამოყვანისას, კონცეფცია ხშირად გამოიყენება იდეალური ოპერაციული გამაძლიერებელი.იდეალურ op-amp-ში ითვლება, რომ:
ოპერაციულ გამაძლიერებელს აქვს უსასრულოდ დიდი შეყვანის წინაღობა და ნულოვანი გამომავალი წინაღობა;
op-amp შეყვანები სიმეტრიულია და არ მოიხმარს დენს;
ძაბვა op-amp შეყვანებს შორის არის ნულოვანი;
op-amp-ის ძაბვის მომატება მიდრეკილია უსასრულობამდე, ხოლო გამომავალი ძაბვა ნულის ტოლია შეყვანის სიგნალების არარსებობის შემთხვევაში.
5.4.2. ოპერაციული გამაძლიერებლის ამპლიტუდა-სიხშირის პასუხი
ა 
op-amp-ის ამპლიტუდა-სიხშირის პასუხი (AFC) – ძაბვის მომატების დამოკიდებულება სიხშირეზე. ნებისმიერი მრავალარხიანი გამაძლიერებელი მაღალ სიხშირეებზე შეიძლება წარმოდგენილი იყოს ეკვივალენტური სქემით (ნახ. 5.7), რომელშიც სიგნალის გენერატორი K 0 U VX დატვირთულია ინტეგრირებულ RC ჯაჭვებზე, რომელთა რაოდენობა უდრის რაოდენობას. op-amp ეტაპები (R და C არის, შესაბამისად, კასკადის საკუთარი გადაცემის გამტარობა და დატვირთვის ტევადობა).
ერთი RC ჯაჭვის ძაბვის გადაცემის კოეფიციენტი:
სად 
- წრიული გამორთვის სიხშირე.
შესაბამისად, ათვლის სიხშირე 
. ჯაჭვის სიხშირეზე რეაგირების მოდული განისაზღვრება მიმართებით:
IN 
სიხშირის პასუხის id ორსაფეხურიანი ოპ-გამაძლიერებლისთვის ექვივალენტური მიკროსქემის შესაბამისად ნაჩვენებია ნახ. 5.8 (მრუდი 1), სადაც სიხშირე და მომატება გამოსახულია ლოგარითმული მასშტაბით. მომატება იზომება დეციბელებში (1 dB = 20 lgK). სიხშირის ათჯერ (ათწლეულის განმავლობაში) შეცვლით, ჩვენ ვიღებთ მომატების შემცირებას იმავე ათჯერ (მომატების ვარდნა 20 დბ). როგორც ნახატიდან ჩანს, დაბალ სიხშირეებზე TOასიმპტომურად უახლოვდება ღია მარყუჟის მომატების მნიშვნელობას TO 0
. როდესაც სიხშირე იზრდება ათვლის სიხშირის მიღმა ვ sr1, რომელზედაც TOმცირდება ღირებულებამდე 0.707 კ
0
(3 dB-ით), მაღალი სიხშირის ჩამორთმევის სიჩქარე ერთგვაროვანია და შეადგენს 20 dB/dec. მრავალსაფეხურიან გამაძლიერებელში, თითოეულ საფეხურს აქვს საკუთარი გადაცემის გამტარობა და დატვირთვის ტევადობა, შესაბამისად სიხშირეზე ვ sr2მეორე ეტაპისთვის, მაღალი სიხშირის ჩამორთმევის სიჩქარე იქნება 40 დბ/დეკ. თანამედროვე ოპერაციულ გამაძლიერებლებს აქვთ კორექტირებული სიხშირის პასუხი, რომელსაც ოპ-ამპერტისთვის უკუკავშირის გარეშე აქვს მრუდი 2. სიხშირის მატებასთან ერთად, მომატება იკლებს და გრაფიკი კვეთს ნულოვანი დეციბელის ხაზს სიხშირით. ერთიანობის მოგებავ ტ. ეს სიხშირე განსაზღვრავს op-amp-ის აქტიურ სიხშირის დიაპაზონს, რომელშიც არის მომატება K≥ 1. შეყვანის სიგნალის სიხშირისა და ღია მარყუჟის მომატების პროდუქტი TOერთიანობის მომატების ზოლის ტოლი ვ ტ
= კვ VX. მოცემული სიხშირის დიაპაზონში ამპლიტუდა-ფაზის დამახინჯების აღმოსაფხვრელად აუცილებელია ამ ზოლში ამპლიტუდის მახასიათებლების ერთგვაროვნების უზრუნველყოფა. ეს მიიღწევა op-amp-ში უარყოფითი გამოხმაურების (NFB) შემოღებით. როგორც OOS სიღრმე იზრდება (op-amp მომატება მცირდება), ერთიანი ამპლიტუდის მახასიათებლის სიხშირის დიაპაზონი ფართოვდება (მრუდი 3). სიხშირის დიაპაზონი ნულიდან ზედა ზღვრულ სიხშირემდე ვ ბეწოდება მცირე სიგნალის გამტარი ზოლი, რომელიც დაკავშირებულია op-amp-ის ერთიანობის მომატების ზოლთან უკუკავშირის თანაფარდობით. ვ ბ
=
ვ ტ
TO OS, სად TO OS- უკუკავშირის მიღება.
5.4.3. ოპერაციული გამაძლიერებლის სქემები
op-amp სქემების რაოდენობა განუწყვეტლივ იზრდება ელემენტის ბაზის განვითარებასთან ერთად და ახალი ოპ-ამპერატორების გამოჩენა, ამიტომ განსაკუთრებით მნიშვნელოვანია აგების პრინციპების ცოდნა და ანალიზის ე.წ. ტიპიური (ძირითადი) op-amp გადართვის სქემები. ოპერაციული გამაძლიერებლების დასაკავშირებლად სამი ძირითადი სქემაა:
op-amp-ის ინვერსიული გადართვა;
op-amp-ის არაინვერსიული გადართვა;
op-amp-ის დიფერენციალური ჩართვა.
ეს სქემები არის საფუძველი სხვა ოპერაციული გამაძლიერებლის სქემების შესაქმნელად და მათი პარამეტრების გაანგარიშებისთვის. ძირითადი სქემების ანალიზისა და მათი პარამეტრების გაანგარიშების გამარტივებისას, ხშირად გამოიყენება იდეალური ოპერაციული გამაძლიერებლის კონცეფცია. განვიხილოთ ძირითადი სქემები op-amp-ის დასაკავშირებლად.
5.5.3.1. op-amp-ის ინვერსიული გადართვა
op-amp-ის ინვერსიული კავშირის ეკვივალენტური წრე ნაჩვენებია ნახ. 5.9. ამ წრეში, შეყვანის სიგნალი და უკუკავშირის სიგნალი მიეწოდება op-amp-ის შებრუნებულ შეყვანას. OOS-ის დანერგვა იწვევს იმ ფაქტს, რომ წრეს ახლა აქვს უკუკავშირის მომატება TO OS. მოდით განვსაზღვროთ ღირებულება TO OSიდეალური op-amp-ის თვისებებზე დაყრდნობით.
ჩვენ მიგვაჩნია, რომ ძაბვა შეყვანებს შორის არის ნულოვანი. მაშინ არაინვერსიული შეყვანის პოტენციალი და შებრუნებული შეყვანის პოტენციალი და შესაბამისად A წერტილის პოტენციალი (მიმდინარე შემაჯამებელი წერტილი) ასევე ნულია. იმ პირობით, რომ op-amp-ის შეყვანის წინაღობა რ VXსაკმარისად დიდია, შეგვიძლია ვივარაუდოთ, რომ დენი სიგნალის წყაროდან მე C = უ C / რ1 მიედინება მხოლოდ უკუკავშირის რეზისტორის მეშვეობით რ OS, ქმნის ძაბვის ვარდნას მასზე:
ძაბვის ვარდნა რეზისტორზე რ OSდიდი სიზუსტით უდრის გამომავალი ძაბვის U OUT, რადგან რეზისტორის მარცხენა გამომავალი პოტენციალი რ OS(პუნქტი A) უდრის ნულს (სქემის ხელოვნური ნულოვანი პოტენციალი). ამიტომ შეგვიძლია დავწეროთ:
.
დახურული მარყუჟის ძაბვის მომატება:
მინუს ნიშანი გამოხატულებაში (4.4) გვიჩვენებს, რომ ძაბვა op-amp გამომავალზე არ არის შეყვანის ძაბვის ფაზაში. რეალურ op-amp-ში, შეზღუდული მომატების მნიშვნელობის გათვალისწინებით TO 0 გამოხატვა ამისთვის TO OSაქვს ფორმა:
. (5.5)
შეყვანის წინააღმდეგობა, როდესაც op-amp ჩართულია ინვერსიით, შეიძლება გამოითვალოს დაახლოებით რ VX ≈ რ1. გამომავალი წინაღობა
სად რ OUT.0- op-amp-ის გამომავალი წინაღობა უკუკავშირის გარეშე.
შენიშვნა. წინააღმდეგობა R C ამ წრეში შემდგომში ემსახურება მიკერძოების დენების I CM შემცირებას საოპერაციო გამაძლიერებლის სქემებში.
5.4.3.2. არაინვერსიული op-amp გადართვა
არაინვერსიული op-amp კავშირის ეკვივალენტური წრე ნაჩვენებია ნახ. 5.10.
ამ წრეში უკუკავშირის ძაბვა იქმნება გამყოფით რ1 – რ OS :
თუ ვივარაუდებთ, რომ ოპ-ამპერატორის შეყვანებს შორის ძაბვა ახლოს არის ნულთან, შეგვიძლია დავწეროთ, რომ უ ო.კ. =უ C , საიდანაც ძაბვის მომატება:
შეყვანის წინააღმდეგობა, როდესაც op-amp ჩართულია არაინვერსიული, არის დიდი და დაახლოებით განისაზღვრება მიმართებით:
გამომავალი წინააღმდეგობა სად β =რ1/ რ ო.კ. .
5.4.3.3. op-amp-ის დიფერენციალური გადართვა
op-amp-ის დიფერენციალური კავშირის ეკვივალენტური წრე ნაჩვენებია ნახ. 5.11. ეს არის ინვერსიული და არაინვერსიული გადართვის სქემების ერთობლიობა და შესაძლებელს ხდის ორი შეყვანის სიგნალის სხვაობის მიღებას მოცემული მომატებით.
პ 
ამ მიკროსქემის ძაბვის მომატების მისაღებად ჩვენ მაინც ვივარაუდებთ, რომ ძაბვის სხვაობა op-amp-ის შეყვანებზე არის ნულოვანი და სიგნალის დენები არ განშტოება მის შეყვანებზე. მოდით შევქმნათ განტოლებების სისტემა ძაბვისთვის ინვერსიულ და არაინვერსიულ შეყვანებზე:
- შებრუნებული შეყვანა:
, სად არის ძაბვა შებრუნებულ შეყვანაზე; (5.8)
- არაინვერსიული შეყვანა:
იმის გათვალისწინებით, რომ იდეალური op-amp-ისთვის ძაბვა შეყვანებს შორის არის ნულოვანი 
, (9.7) და (9.8) ერთობლივად ამოხსნით ვიღებთ გამოთქმას for
გამომავალი ძაბვა:
სად ნ = რ ო.კ. / რ VX = nR/ რ - უკუკავშირის გამაძლიერებლის მოგება. თუ წრეში წინააღმდეგობები განსხვავებულია, მაშინ გამომავალი ძაბვა შეიძლება განისაზღვროს:
5.4.3.4. დამმატებელი
პ 
op-amp გადართვის სქემების ანალოგიით, განასხვავებენ ინვერსიულ და არაინვერტირებულ შემკრებებს. ინვერსიული დამმატებლის წრე ნაჩვენებია ნახ. 5.12. სუპერპოზიციის პრინციპზე დაყრდნობით, ძაბვა ინვერსიული დამამატებლის გამოსავალზე შეიძლება განისაზღვროს მიმართებით:
, სად კ ო.კ.
მე
=
რ ო.კ.
/
რ მე
– i-th შეყვანის სიგნალის გადაცემის კოეფიციენტი ინვერსიულ შეყვანაზე. არაინვერსიული შემკრების წრეში, შეყვანის ძაბვები გამოიყენება არაინვერსიულ შეყვანაზე და ყველა რეზისტორზე, გარდა უკუკავშირის წინააღმდეგობისა.
რ ო.კ.
,
გააკეთე ისინი იგივე. ასეთი დამამატებლის გამოსავალზე ძაბვა განისაზღვრება მიმართებით:
5.4.3.5. შედარებითები
Comparator (ინგლისურიდან Compare) არის მოწყობილობა, რომელიც ადარებს სიგნალის ძაბვას ერთ-ერთ შეყვანაში საცნობარო ძაბვასთან მეორე შესასვლელთან. როდესაც გამოიყენება როგორც op-amp შედარებითი, დადებითი ან უარყოფითი გაჯერების ძაბვა დაყენდება მის გამოსავალზე ± უ ჩვენ. როგორც წესი, op-amp-ში, გაჯერების ძაბვა და მიწოდების ძაბვა დაკავშირებულია მიმართებით: ± უ ჩვენ = ±0.9უ პეტი . შედარებითები გამოიყენება ბევრ მოწყობილობასა და სქემებში, მაგალითად:
შმიტის ტრიგერში ან წრედში, რომელიც გარდაქმნის თვითნებურ ტალღურ ფორმას კვადრატულ ტალღად ან იმპულსურ სიგნალად;
ნულოვანი დეტექტორში - წრე, რომელიც მიუთითებს შეყვანის სიგნალის გავლის მომენტსა და მიმართულებას 0 ვ-ზე;
დონის დეტექტორში - წრე, რომელიც მიუთითებს იმ მომენტში, როდესაც შეყვანის ძაბვა აღწევს მოცემულ საცნობარო ძაბვის დონეს,
სამკუთხა ან მართკუთხა ტალღის გენერატორში და ა.შ.
შედარების გამორჩეული თვისებაა გარემოსდაცვითი უკუკავშირის ნაკლებობა, ე.ი. ძაბვის მომატება განისაზღვრება შინაგანი მომატებით TO 0 OU.
ნახ. 5.13. გვიჩვენებს შედარებითი წრე, რომელიც მგრძნობიარეა შეყვანის ძაბვის მიმართ (−). ამ წრეში, შეყვანის სიგნალი მიეწოდება ინვერსიულ შეყვანას, ხოლო არაინვერსიული შეყვანა გამოიყენება საცნობარო ძაბვის დასაყენებლად. უ op. ვინაიდან ორივე შეყვანა ჩართულია შედარების წრეში, მისი მუშაობის და გამომავალი ძაბვის ქცევის გასაანალიზებლად, უნდა გამოვიყენოთ
შემოიღეთ მესამე ძირითადი გადართვის წრე - op-amp-ის დიფერენციალური გადართვა და მიმართება (5.10).
იმ შემთხვევაში, როცა უ op = 0 , შედარებითი წრე მუშაობს როგორც ნულოვანი დეტექტორი (ნახ. 5.13.ბ). იმ შემთხვევაში, როცა უ VXდადებითი (პირველი ნახევარ ციკლის განმავლობაში), უ EXITუდრის − უ ᲩᲕᲔᲜ, ვინაიდან შეყვანის პოტენციალი (+) ნაკლებია შეყვანის პოტენციალზე (−) (იხ. სურ. 5.13. ბ). მეორე ტაიმში, როცა უ VXუარყოფითი, უ EXITნება უდრის + უ ᲩᲕᲔᲜ, ვინაიდან შეყვანის პოტენციალი (+) მეტია შეყვანის პოტენციალზე (−). ამრიგად, უ EXITაჩვენებს როდის უ VXდადებითი ან უარყოფითი ნულოვანი საცნობარო ძაბვის მიმართ.
Როდესაც უ op > 0 შედარებითი წრე მუშაობს როგორც დონის დეტექტორი (ნახ. 5.13. გ). ინტერვალზე M–N უ EXITუდრის − უ ᲩᲕᲔᲜ, ვინაიდან შეყვანის პოტენციალი (+) ნაკლებია შეყვანის პოტენციალზე (−) ( უ op < უ VX). ზე უ VX < უ op (ინტერვალი N–K) უ EXITუდრის + უ ᲩᲕᲔᲜ .
თუ თქვენ შეცვლით შეყვანებს შეყვანის ძაბვის მიწოდებასა და მითითების გენერირებისთვის, შეგიძლიათ მიიღოთ შედარებითი წრე, რომელიც მგრძნობიარეა შეყვანის ძაბვის მიმართ (+).
პრაქტიკაში, ზოგიერთ შემთხვევაში შეყვანის ძაბვა შეიძლება მერყეობდეს საცნობარო დონის გარშემო. ასეთი რხევები უფრო სავარაუდოა იმის გამო, რომ გარდაუვალი ჩარევა სადენებზე უახლოვდება op-amp-ის შეყვანის ტერმინალებს (ხმაურის ძაბვა). ამ შემთხვევაში ძაბვა უ EXITიქნება მერყეობა ერთი გაჯერების დონიდან მეორეზე, რამაც შეიძლება გამოიწვიოს ცრუ სიგნალიზაცია, საზომი მოწყობილობები ან აქტივატორები. იმისათვის, რომ გამომავალი ძაბვა არ რეაგირებდეს საცნობარო დონის ცრუ გადაკვეთებზე, დადებითი გამოხმაურება (POF) შეტანილია შედარებებში. ასეთ შედარებებს უწოდებენ PIC-თან შედარებით ან რეგენერაციულ შედარებას, შმიტის ტრიგერები. PIC ხორციელდება გამომავალი ძაბვის გარკვეული ნაწილის გამოყენებით არაინვერსიულ შეყვანაზე უ EXITრეზისტენტული გამყოფის გამოყენებით R3 -R4 (სურ. 5.14). რეზისტენტული გამყოფის მიერ გამომუშავებულ ძაბვას ექნება განსხვავებული მნიშვნელობები, რადგან ეს დამოკიდებულია ნიშანზე უ EXIT. ის ზედა ან ქვედა ბარიერის ძაბვას უწოდებენდა PIC-თან შედარებით, ის ავტომატურად დაინსტალირებულია:
.
(5.12)
დადებითი გამოხმაურება ქმნის ტრიგერის ეფექტს, აჩქარებს გადაადგილებას უ EXITერთი სახელმწიფოდან მეორეში. Როგორც კი
უ EXITიწყებს ცვლილებას, წარმოიქმნება რეგენერაციული უკუკავშირი, აიძულებს უ EXITიცვლება კიდევ უფრო სწრაფად. ნულის ტოლ დროს (ნახ. 5.14. a, b), უ VX უარყოფითი, ამიტომ გამომავალი ძაბვა არის + უ ᲩᲕᲔᲜდა დაწესდება ზღურბლი არაინვერსიულ შეყვანაზე უ P.V.. დროის მომენტში ტ1 ვოლტაჟი უ VX > + უ ᲩᲕᲔᲜდა შედარებითი გადადის ძაბვის გამოსავალზე − უ ᲩᲕᲔᲜ. ამ შემთხვევაში, ბარიერი დაწესდება არაინვერსიულ შეყვანაზე უ პ.ნ. . შედარების შემდეგი გადართვა მოხდება ამ მომენტში ტ2 , Როდესაც უ VX გახდება უფრო უარყოფითი ვიდრე ძაბვა − უ ᲩᲕᲔᲜ . თუ ზღვრული ძაბვები აღემატება ხმაურის ამპლიტუდას, მაშინ PIC არ დაუშვებს ცრუ სიგნალიზაციას გამოსავალზე (ნახ. 5.14. a, b). ძაბვის დიაპაზონი − უ ᲩᲕᲔᲜ ≤ უ ≤ + უ ᲩᲕᲔᲜეწოდება "ჰისტერეზი" ან "მკვდარი ზონა".
ლექცია 6.ჰარმონიული რხევების გენერატორები. ტრანზისტორების ძირითადი მუშაობის რეჟიმი. მართკუთხა პულსის გენერატორები.
6.1. ჰარმონიული გენერატორები
ჰარმონიული რხევის გენერატორები არის მოწყობილობები, რომლებიც გარდაქმნის პირდაპირი დენის ენერგიას საჭირო სიხშირისა და სიმძლავრის სინუსოიდური ფორმის ელექტრომაგნიტური რხევების ენერგიად. აგზნების მეთოდის მიხედვით ისინი იყოფიან გენერატორებად დამოუკიდებელი აღგზნებით და თვითაღგზნებით (ავტოგენერატორები).
თვითოსცილატორის ბლოკ-სქემა ნაჩვენებია ნახ. 6.1. ის წარმოადგენს გამაძლიერებელს, რომელიც გარშემორტყმულია დადებითი გამოხმაურებით. Აქ Ќ - გამაძლიერებლის ძაბვის მომატების რთული მნიშვნელობა, έ - ოთხპორტიანი უკუკავშირის ქსელის (FOS) გადაცემის კოეფიციენტის კომპლექსური მნიშვნელობა. სიხშირეზე დამოკიდებული ბმულები გამოიყენება როგორც FOS: LC სქემები მაღალი სიხშირის თვითოსცილატორებში და RC სქემები დაბალი სიხშირის სქემებში.
უკუკავშირით დაფარულ გამაძლიერებელში, შემდეგი ურთიერთობები მართებულია:
Ů in = έ Ů out, Ů out = Ќ Ů შეყვანა, საიდანაც შეგიძლიათ დაწეროთ გამომავალი სიგნალის გამოხატულება:
Ů გარეთ = Ќ
έ
Ů გარეთ. (6.1)
გამოთქმა (6.1) მოქმედებს პირობით Ќ έ = 1. (6.2)
(6.2) პირობის შესრულება უზრუნველყოფს დაუცველ რხევებს თვითოსცილატორში. გაზრდის და უკუკავშირის გადაცემის კოეფიციენტის და მათი ფაზური ცვლის მოდულების გათვალისწინებით, შეგვიძლია დავწეროთ:
│ Ќ │е jφ │ έ │е jψ =Kе jφ εе jψ =1. (6.3)
თანასწორობა (6.3) უნდა დაკმაყოფილდეს, თუ დაკმაყოფილებულია ორი პირობა:
φ + ψ = 2π n(n= 0, 1, 2, 3….) (6.4),
პირობას (6.4) ეწოდება "ფაზის ბალანსის მდგომარეობა" და ნიშნავს, რომ სისტემაში მოქმედებს დადებითი უკუკავშირი (POF).
მდგომარეობა (6.5) ეწოდება "ამპლიტუდის ბალანსის მდგომარეობას" და ნიშნავს, რომ ენერგიის დანაკარგები თვითოსცილატორში ივსება ენერგიის წყაროდან PIC მიკროსქემის მეშვეობით.
სუსტი რხევები, რომლებიც რაიმე მიზეზით ჩნდება გამაძლიერებლის შესასვლელში, ძლიერდება "K"-ჯერ და სუსტდება "ε"-ჯერ უკუკავშირის წრეში. გამაძლიერებლის შეყვანაში დაბრუნება იმავე ფაზაში, მაგრამ უფრო დიდი ამპლიტუდით. შემდეგ პროცესი მეორდება მანამ, სანამ გამოსავალზე არ დამყარდება მუდმივი ამპლიტუდის მქონე რხევები (Kε= 1).
6.2.1. RC ჰარმონიული ოსცილატორები
ნახ. ნახაზი 6.2 გვიჩვენებს ჰარმონიული რხევების RC თვითოსცილატორების დიაგრამებს.
RC თვითოსცილატორები შეიცავს აქტიურ ელემენტს (OE გამაძლიერებელი) და დიფერენცირების (იხ. ნახ. 6.2, ა) ან ინტეგრაციული (იხ. ნახ. 6.2, ბ) ტიპის აქტიურ ელემენტს (OE გამაძლიერებელი), რომელიც დაკავშირებულია PIC გამაძლიერებლის წრედ. . გარდა ამისა, ალტერნატიული დენის პარალელურად დაკავშირებული R1 და R2 ქმნიან დიფერენცირების ტიპის სამი რგოლის RC მიკროსქემის მესამე წინააღმდეგობას: (R1R2) / (R1 =R2) =R 
სამი რგოლის RC სქემებს აქვთ ამპლიტუდა-სიხშირის და ფაზური სიხშირის მახასიათებლები (AFC და PFC), ნაჩვენებია ნახ. 6.3. სიხშირეზე პასუხის და ფაზის პასუხის გრაფიკებიდან ირკვევა, რომ მახასიათებლების შებრუნების წერტილი (A წერტილი) შეესაბამება ω 0 სიხშირეს და ფაზა ψ = 180 0 დიფერენცირების ტიპის RC წრედისთვის და ψ = -180 0 ინტეგრირებული ტიპის RC წრე. წერტილი A შეესაბამება RC წრედის კვაზირეზონანსს, ხოლო კვაზირეზონანსული სიხშირე ω 0 ეწოდება სიხშირეზე შერჩევითი RC წრედის კვაზირეზონანსულ სიხშირეს.
თითოეული RC ჯაჭვი უზრუნველყოფს ფაზის ცვლას 60 0-ის ტოლი. სამი რგოლის RC ჯაჭვის მთლიანი ცვლა არის 180 0. დიფერენცირების ჯაჭვი რხევების ფაზას ცვლის ჩამორჩენისკენ, ხოლო ინტეგრირების ჯაჭვი წინსვლისკენ.
თავად OE-ით გამაძლიერებელი ცვლის გამომავალ სიგნალს 180 0-ით და სამი რგოლის RC ჯაჭვი ასევე 180 0-ით. ამრიგად, სიგნალი მიეწოდება გამაძლიერებლის შეყვანას ფაზაშიგამომავალი სიგნალით PIC-ის გამო. ეს უზრუნველყოფს ფაზის ბალანსის მდგომარეობას.
ძირითადი გაანგარიშების კოეფიციენტები:
ა) გენერატორისთვის დიფერენცირების ტიპის RC სქემით:
ბ) გენერატორისთვის ინტეგრირებული ტიპის RC სქემით:
6.2.2. RC ოსცილატორები, რომლებიც დაფუძნებულია საოპერაციო გამაძლიერებლებზე
ა). RC ოსცილატორები ფაზის ბრუნვით უკუკავშირის წრეში
RC გენერატორებში ნაჩვენებია ნახ. 6.4, დიფერენცირებადი ან ინტეგრაციული ტიპის სამი რგოლის ფაზის გადამრთველი RC წრე დაკავშირებულია ოპ-გამაძლიერებლის ინვერსიულ შეყვანასა და გამომავალს შორის. რეზისტორი R, რომელიც შედის OOS წრეში (იხ. ნახ. 6.4, ა), ასრულებს ორ ფუნქციას: როგორც RC მიკროსქემის რგოლის ელემენტი და როგორც ელემენტი OOS წრეში სტაბილურობის გაზრდის მიზნით. ანალოგიურ დავალებას ასრულებს C კონდენსატორი გენერატორის წრეში ნახ. 6.4, ბ. კვაზირეზონანსული სიხშირეზე ω 0, სამ ელემენტიანი RC სქემები ცვლის ფაზას ±π-ით, ხოლო ინვერსიული op-amp ცვლის ფაზას π-ით.
დიზაინის ძირითადი კოეფიციენტები იგივეა, რაც ტრანზისტორი RC ოსცილატორებში
ბ). RC ოსცილატორი ფაზის ბრუნვის გარეშე უკუკავშირის წრეში
ამ გენერატორში, ნაჩვენებია ნახ. 6.5, PIC გამოყენებული იქნა ოპ-გამაძლიერებლის შეყვანისას ვენის ხიდის გავლით. ვენის ხიდი შედგება სერიული და პარალელური RC ბმულებისგან, რომლებსაც აქვთ გადაცემის ყველაზე მაღალი კოეფიციენტი კვაზირეზონანსულ სიხშირეზე ω 0 (იხ. სურ. 6.5b). ამ შემთხვევაში ფაზური ცვლა 0-ის ტოლია (იხ. სურ. 6.5, გ). ბალანსის უზრუნველსაყოფად
ვიენის ხიდის ფაზური გამომავალი უკავშირდება op-amp-ის არაინვერსიულ შეყვანას. OOS ელემენტები R1, R2 ზრდის გენერატორის სტაბილურობას. ცვლადი რეზისტორი R1 ცვლის OOS-ის სიღრმეს.
ძირითადი დიზაინის ურთიერთობები ამ სქემისთვის:
f G = 1/ 2πRC;ε 0 = 1/3; C = 1/2πRf.
6.3.
ტრანზისტორის ძირითადი მუშაობის რეჟიმი
ბიპოლარული ტრანზისტორზე დაფუძნებული ელექტრონული გადამრთველის სქემა ნაჩვენებია ნახ. 6.6. ტრანზისტორი გადამრთველს, რომელიც დაფუძნებულია საერთო ემიტერის წრეზე სტატიკური რეჟიმში, აქვს ორი სტაციონარული მდგომარეობა. ტრანზისტორი ჩაკეტილია და ოპერაციული წერტილი "B" არის გამორთვის რეგიონში -
რეგიონი II, ზემოდან შემოიფარგლება დენ-ძაბვის მახასიათებლით, რომელიც შეესაბამება I b = - I k0. ორივე pn კვანძი დახურულია. ტრანზისტორში დენი არ არის, კოლექტორის პოტენციალი (U KE ots) ახლოსაა E k მნიშვნელობასთან. ტრანზისტორის გამორთვის მდგომარეობაა U VX = U BE ≤ 0.
ტრანზისტორი ღიაა და ოპერაციული წერტილი "A" არის გაჯერების რეგიონში - რეგიონი I, მარჯვნივ შემოიფარგლება იმ ხაზით, საიდანაც ჩნდება სტატიკური დენი-ძაბვის მახასიათებლები. ტრანზისტორის ორივე p-n შეერთება ღიაა. მაქსიმალური დენი გადის ტრანზისტორში - კოლექტორის გაჯერების დენი ჩვენამდე. კოლექტორის ძაბვა ახლოს არის ნულთან. ტრანზისტორი გაჯერების პირობა U VX = U BE > 0.U K 
E > 0.
ტანზისტორის გადამრთველების გამოსათვლელად ხშირად გამოიყენება გაჯერების მდგომარეობის მიმდინარე კრიტერიუმი:
I B ≥I K N /β =I B N, სადაც I B N და I K N არის ბაზის დენი და კოლექტორის დენი გაჯერების ზღვარზე.
გაჯერების რეჟიმში ტრანზისტორი შეიძლება ჩაითვალოს ეკვიპოტენციურ წერტილად - წერტილი ყველა ელექტროდის ერთნაირი პოტენციალით. ამ შემთხვევაში, კოლექტორის დენი გაჯერების რეჟიმში შეიძლება განისაზღვროს როგორც I K N ≈ E K /R K, ბაზის დენი I B N ≈I K N / β ≈ E K /βR K. შემდეგ, შეყვანის ძაბვის მოცემული მნიშვნელობისთვის, წინააღმდეგობა ბაზის წრეში არის:
R B =U VX /I B N = (U VX βR K) / E K. (6.6)
6.4. ერთი მართკუთხა პულსის და პულსის მიმდევრობის პარამეტრები
განვიხილოთ ერთი პულსის ძირითადი პარამეტრები. საკვანძო ნახევარგამტარული მოწყობილობის მიერ წარმოქმნილი რეალური მართკუთხა ძაბვის პულსი ნაჩვენებია ნახ. 6.7.
პულსის პარამეტრებია: ამპლიტუდა U m, ხანგრძლივობა t და, განსაზღვრული 0,1 U m დონეზე ან ამპლიტუდის ნახევარის შესაბამის დონეზე (აქტიური ხანგრძლივობა), წინა კიდის ხანგრძლივობა t f, გათიშვის ხანგრძლივობა t s (უკანა ზღვარი. ) და პულსის ზედა ნაწილის დაშლა ∆U.
პულსის მიმდევრობის პარამეტრები (ნახ. 6.8) არის: პულსის ამპლიტუდა U m, განმეორების პერიოდი T, გამეორების სიხშირე.
f= 1 /T, პულსის ხანგრძლივობა t და, პულსის პაუზის ხანგრძლივობა t p, სამუშაო ციკლი γ = t და /T და შევსებული ფაქტორის რეციპროკული 
ia, რომელსაც ეწოდება მოვალეობის ციკლი q = 1/ γ =T/t და.
6.5. მართკუთხა პულსის გენერატორები (მულტივიბრატორები)
მართკუთხა ძაბვის იმპულსების პერიოდული თანმიმდევრობის შესაქმნელად საჭირო პარამეტრებით, გამოიყენება გენერატორები, რომლებსაც მულტივიბრატორები ეწოდება. მულტივიბრატორები მიეკუთვნება იმპულსური ტექნოლოგიის მოწყობილობების კლასს. როგორც ნებისმიერ გენერატორ მოწყობილობაში, რომელიც შექმნილია იმპულსების გენერირებისთვის, მათ წრეში ძირითადი ელემენტი (ტრანზისტორი, ოპერატიული გამაძლიერებელი) დაფარულია დადებითი გამოხმაურებით RC სქემების გამოყენებით, რომლებიც უზრუნველყოფენ დასვენების პროცესს. რელაქსაციის მოწყობილობები მუშაობს ორ რეჟიმში: თვითრხევადი და ლოდინის რეჟიმში. ლოდინის რეჟიმში, თითოეული შეყვანის სიგნალისთვის წარმოიქმნება ერთი გამომავალი პულსი ან ასეთი პულსების პაკეტი. თვითრხევის რეჟიმში, გენერატორები ქმნიან პულსების უწყვეტ თანმიმდევრობას. ასეთი გენერატორები გამოიყენება ციფრულ ტექნოლოგიაში, როგორც ძირითადი ოსცილატორები და სიხშირის გამყოფები.
მულტივიბრატორის სქემების ასაშენებლად მრავალფეროვანი მეთოდი არსებობს. ყველაზე გავრცელებულია მულტივიბრატორის სქემები, რომლებიც დაფუძნებულია ოპერაციულ გამაძლიერებლებზე (op-amps). მულტივიბრატორის შექმნის შესაძლებლობა op-amp-ის გამოყენებით ეფუძნება op-amp-ის გამოყენებას, როგორც ბარიერი ელემენტის (შედარების). სიმეტრიული მულტივიბრატორის წრე op-amp-ის გამოყენებით (t И1 =t И2) ნაჩვენებია ნახ. 6.9. განვიხილოთ მულტივიბრატორის მოქმედება მისი მუშაობის დროის დიაგრამის გათვალისწინებით (სურ. 6.10).
დავუშვათ, რომ t1 დრომდე არის ძაბვა op-ampu-ს შეყვანებს შორის D > 0. ეს განსაზღვრავს ძაბვას გამომავალზე OUT =U − US და მის არაინვერსიულ შეყვანაზე + = − γU − US, სადაც γ = R3 /(R3 +R5) არის გადაცემის კოეფიციენტის დადებითი უკუკავშირის სქემები. გამომავალზე ძაბვის −U HAC არსებობა განსაზღვრავს C2 კონდენსატორის დატენვის პროცესს რეზისტორი R4-ის მეშვეობით ნახ. 6.9 ფრჩხილების გარეშე. t1 დროს ექსპონენციურად ცვალებადი ძაბვა op-amp-ის შებრუნებულ შეყვანაზე (ნახ. 6.10., გ) აღწევს ძაბვას შებრუნებულ შეყვანაში − γU − NAS. ოპ-ამპერატორის შეყვანებს შორის ძაბვა ხდება ნულის ტოლი, რაც იწვევს გამომავალზე ძაბვის პოლარობის ცვლილებას: u OUT = U + US (ნახ. 6.10, ა). ძაბვა არაინვერსიულ შეყვანაზე u + იცვლის ნიშანს და ხდება γU + US-ის ტოლი (ნახ. 6.10, ბ), რაც შეესაბამება op-amp u D-ის შეყვანებს შორის ძაბვას.< 0 иu ВЫХ =U + НАС. С момента времениt 1 начинается перезаряд конденсатора от уровня
− γ U − აშშ.
კონდენსატორი მიდრეკილია გადატვირთოს წრედში R4 რეზისტორით U + US დონემდე ძაბვის პოლარობით მითითებული ფრჩხილებში (ნახ. 6.9). t2 დროს, კონდენსატორზე ძაბვა აღწევს γU + US მნიშვნელობას. ძაბვა u D ხდება ნული. ეს იწვევს op-amp-ის საპირისპირო მდგომარეობაში გადასვლას (სურ. 6.10, a - c). წრეში შემდგომი პროცესები ანალოგიურად მიმდინარეობს.
სიმეტრიული მულტივიბრატორის პულსის გამეორების პერიოდი
Т = t И1 + t И2 = 2t И. (6.7)
პულსის გამეორების სიხშირე
f= 1 /T= 1 / 2t I. (6.8)
დრო t And შეიძლება განისაზღვროს t I1 ინტერვალის ხანგრძლივობით (ნახ. 6.10, ა), რომელიც ახასიათებს C2 კონდენსატორის დატენვას წრედში რეზისტორი R4 და ძაბვა U + US დონიდან − γU − US-მდე γU +. აშშ (ნახ. 6.10, გ).
დატენვის პროცესი აღწერილია ცნობილი ურთიერთობით:
სად 
,
,
.
თუ გამოსახულებაში (6.10) დავდებთ 
, შეგიძლიათ განსაზღვროთ დრო ტ და :
.
(6.11)
ვივარაუდოთ, რომ op-amp 
, ურთიერთობები (6.11), (6.7) და (6.8) შეიძლება შემცირდეს ფორმამდე:
.
(6.14)
ასიმეტრიული მულტივიბრატორი И1 ≠t И2. ამისათვის აუცილებელია, რომ მულტივიბრატორის დროის სქემების დროის მუდმივები არათანაბარი იყოს ნახევარ ციკლებში. ეს მიიღწევა უკუკავშირის წრეში რეზისტორი R4-ის ნაცვლად ორი პარალელური ტოტის ჩართვით, რომელიც შედგება რეზისტორისა და დიოდისგან (ნახ. 6.11).
დიოდი VD2 ღიაა, როდესაც გამომავალი ძაბვის პოლარობა დადებითია, ხოლო დიოდი VD1 ღიაა, როდესაც პოლარობა უარყოფითია. მაშასადამე, პირველ შემთხვევაში τ 1 = С2R ״ 4, ხოლო მეორეში τ 2 = С2R ׳ 4. ასიმეტრიული მულტივიბრატორის პულსის ხანგრძლივობა t И1 და t И2 გამოითვლება მიმართების მიხედვით (6.11), ხოლო სიხშირე - მიხედვით. ფორმულამდე f = 1/T= 1/ (t И1 + t И2).
იმპულსური მოწყობილობების ენერგეტიკული თვისებების და დატვირთვაზე პულსის ენერგეტიკული ზემოქმედების დასადგენად, შემოღებულია პულსის საშუალო მნიშვნელობის კონცეფცია გარკვეული პერიოდის განმავლობაში (პულსის მუდმივი კომპონენტი). აქტიური დატვირთვის მქონე იმპულსების მართკუთხა მიმდევრობისთვის, ძაბვისა და დენის საშუალო მნიშვნელობა გარკვეული პერიოდის განმავლობაში განისაზღვრება ურთიერთობებით:
,
.
ძაბვისა და დენის ეფექტური მნიშვნელობა გარკვეული პერიოდისთვის განისაზღვრება ურთიერთობებით:
,
6.6. დენის ტრანზისტორი კონცენტრატორებიMOSFETდაIGBT
შექმნილია მაღალი დენების გადართვისთვის (MOSFET - ათობით ამპერი, IGBT -
ასობით და ათასობით ამპერი) ასობით ვოლტის სამუშაო ძაბვაზე. გამოიყენება სხვადასხვა ტიპის ძაბვის გადამყვანებში (DC–DC, DC–AC), სიხშირის გადამყვანებში ელექტროძრავების სამართავად და ა.შ.
ოპერაციული პრინციპიMOSFETდაახლოებით იგივეა, რაც დაბალი სიმძლავრის იზოლირებული კარიბჭის საველე ეფექტის ტრანზისტორები ინდუცირებული გამტარობის არხით. ნახ.6.12-ში. გვიჩვენებს n-არხიანი MOSFET-ის ვერტიკალურ სტრუქტურას. ეს სტრუქტურა შესრულებულია ორმაგი დიფუზიის მეთოდით, რომელიც შედგება შემდეგისგან: n + - ტიპის სუბსტრატზე შეყვანილი ეპიტაქსიალური შრის მქონე, პირველი დიფუზია ტარდება (ბორი არის p-ტიპის მინარევები). შემდეგ, დონორის მინარევის (ფოსფორის) დიფუზიით იქმნება n + - ტიპის მატარებლების მაღალი კონცენტრაციის წყარო. გადინების კონტაქტი მდებარეობს ბოლოში. ეს სტრუქტურა საშუალებას გაძლევთ შექმნათ მაქსიმალური კონტაქტის არეალი დრენაჟსა და წყაროს შორის, რათა შეამციროთ მილების წინააღმდეგობა. პოლისილიკონის კარიბჭის ელექტროდი იზოლირებულია წყაროს ლითონისგან ფენით
SiO2. დენის ტრანზისტორის არხი იქმნება კარიბჭის ოქსიდის ქვემოთ p-რეგიონების ზედაპირზე, წყაროსთან დაკავშირებული p-რეგიონებით.
მსუბუქად დოპირებული n ტიპის რეგიონი (ხშირად უწოდებენ დრიფტის რეგიონს) საშუალებას აძლევს მოწყობილობას გაუძლოს მაღალ ძაბვას, როდესაც ის გამორთულია.
ვინაიდან MOSFET არის ტრანზისტორი, რომელიც მუშაობს უმრავლესობის დამუხტვის მატარებლებზე, მასში ზედმეტი მატარებლები არ გროვდება, რაც განსაზღვრავს ბიპოლარული ტრანზისტორის დინამიკას. დინამიკა განისაზღვრება მხოლოდ კარიბჭის ოქსიდის ფენით, ასევე ორი ტევადობით: შესასვლელი კარიბჭე-წყარო SG და გამომავალი დრენაჟის წყარო SSI.
თანამედროვე გადამყვანი მოწყობილობები მოითხოვს ტრანზისტორის ჩართვას და გამორთვას მაღალი სიხშირით - ასობით kHz და თუნდაც რამდენიმე MHz. წინააღმდეგობა MOSFET-ის კარიბჭესა და წყაროს შორის არის ათობით მეგაოჰმი, მაგრამ ის შეფერხებულია შეყვანის ტევადობით CZ, რაც მნიშვნელოვნად აისახება ტრანზისტორი კონტროლის მიკროსქემის დიზაინზე. ტრანზისტორის გადართვის მაღალი სიჩქარის დროს ტევადობა C ZI ძლიერ იტვირთება მის სამართავ წრედ.MOSFET-ს აქვს მახასიათებელი, რომელსაც ეწოდება წინა გადაცემის მახასიათებელი (ნახ. 6.13).
გადინების დენი ნულოვანია ძაბვამდე, რომელსაც ეწოდება ბარიერი (U ფორა), და შემდეგ იზრდება ძაბვის გაზრდით (U zi). მწარმოებლები განსაზღვრავენ Upore-ს, როგორც ძაბვას, რომლის დროსაც გადინების დენი აღწევს გარკვეულ მნიშვნელობას, მაგალითად 1 mA. სადრენაჟე დენის I 1-დან მიღწევისთვის აუცილებელია ტევადობის დამუხტვა ძაბვაზე U zi1. ანუ, შეყვანის ტევადობის დატენვის დრო და, შესაბამისად, ტრანზისტორის ჩართვის დრო განისაზღვრება საკონტროლო მიკროსქემის მიერ წარმოქმნილი დენით.
გამოვთვალოთ საჭირო დენი საკონტროლო წრედან MOSFET-ების გადართვისას. მოდით C SI = 4 nF, U SI 1 = 12 V და შეყვანის ტევადობის დატენვის დრო უნდა იყოს 40 ns.
სიმძლავრის ცნობილი მიმართებიდან
i c =C(du c/dt)
განვსაზღვროთ: I z =C zi U zi 1 /t on = 4 ·10 -9 ·12 / 40 ·10 -9 = 1.2A.
ამგვარად, იმისათვის, რომ MOSFET-ის გადართვა მოცემულ დროს, საკონტროლო ლოგიკამ უნდა უზრუნველყოს მნიშვნელოვანი დენი. თანამედროვე ტექნოლოგიაში, სპეციალიზებული კონტროლერები (დრაივერები) გამოიყენება მძლავრი MOSFET-ების გასაკონტროლებლად, რომლებსაც შეუძლიათ უშუალოდ მიაწოდონ ძაბვა კარიბჭეს 12-15 V რიგის ამპლიტუდით და პულსის დენით 1.5-3 A, რაც უზრუნველყოფს დიდი დატენვის დენს. შეყვანის ტევადობისთვის.
IGBT(IsolatedGateBipolarTransistor) - ბიპოლარული ტრანზისტორი იზოლირებული კარიბჭით. იპოვნეთ გამოყენება მაღალი ძაბვისა და მაღალი ამპერიის მრავალ აპლიკაციაში: დისკები, ინვერტორები, უწყვეტი კვების წყაროები და ა.შ. IGBT-ის ვერტიკალური სტრუქტურა ნაჩვენებია ნახ. 6.14, ა. იზოლირებული კარიბჭის ბიპოლარული ტრანზისტორი, მძლავრი pnp ბიპოლარული ტრანზისტორი და საკონტროლო MOSFET დაკავშირებულია ერთ კრისტალში კომპოზიტური მიკროსქემის მიხედვით. სტრუქტურის საფუძველია ძლიერად დოპირებული p-ტიპის სილიკონი. MOSFET დაკავშირებულია ბიპოლარული ტრანზისტორის (BT) ფუძესა და კოლექტორს შორის. ფაქტობრივად, IGBT სტრუქტურაში შეიძლება გამოიყოს ორი BT: VT2 - სტრუქტურით p + -n - - p - და VT1 - სტრუქტურით + - p - -n - (სურ. 6.15). ამ ტრანზისტორების მუშაობას აკონტროლებს MOSFET. ნახ. 6.15. შემდეგი ურთიერთობები მოქმედებს:
i k 2 =β 2 i e2 ;i k 1 =β 1 i e1 ;i e =i k 1 +i k 2 +i c.
ანუ საველე ეფექტის ტრანზისტორი i c =i e (1 – β 1 – β 2) გადინების დენი ან S = ∂I c / ∂U zi.
IGBT დენის განყოფილების მიმდინარეობა:
i k ≈i e = (SU GE) / (1 – β 1 – β 2) =S EKV U GE, სადაც S EKV =S/ (1 – β 1 – β 2) არის IGBT-ის ექვივალენტური დახრილობა. β 1 + β 2 = 1S-ზე, IGBT ECV მნიშვნელოვნად აჭარბებს SMOSFET-ის დახრილობას.
IGBT-ის სიჩქარე მნიშვნელოვნად დაბალია MOSFET-ის სიჩქარეზე (ათობით კილოჰერცი). IGBT-ის ჩართვის დრო დაახლოებით იგივეა, რაც BT-ის (დაახლოებით 80 წმ), მაგრამ გამორთვის დრო გაცილებით გრძელია. ეს განპირობებულია იმით, რომ IGBT-ს არ აქვს უნარი დააჩქაროს გამორთვის პროცესი უარყოფითი ბაზის დენის შექმნით (მის საბაზო წრეში შედის MOSFET, რომელიც ბევრად უფრო სწრაფად იხურება). ჩართულია
სურათი 6.16. აჩვენებს IGBT-ის გამორთვის პროცესს აქტიურ-ინდუქციური დატვირთვით. დასაწყისში კოლექტორის დენი სწრაფად იკლებს და შემდეგ ნელა აღწევს ნულს. საწყისი ეტაპი შეესაბამება მოწყობილობის დენის იმ ნაწილს, რომელიც მიედინება MOSFET-ში. უკანა კუდის ნაწილი (მიმდინარე კუდი) რეალურად არის BT დენი, როდესაც ბაზის გატეხილია
op-amp-ის ძირითად მახასიათებლებს მიეკუთვნება: გადაცემის (T), ამპლიტუდა-სიხშირის (AFC), ლოგარითმული ამპლიტუდა-სიხშირის (LAFC), ფაზა-სიხშირის (PFC) მახასიათებლები.
1) op-amp-ის გადაცემის მახასიათებლები ნაჩვენებია ნახ. .
სურათი 6.6a გვიჩვენებს ორი შეყვანის ოპ-გამაძლიერებლის ჩართვას გარე წრედში, რომელიც შეიცავს ორ საპირისპირო პოლარობის დენის წყაროს (ჩვეულებრივ, იგივე ძაბვის მნიშვნელობებით და 
), დატვირთვის რეზისტორი 
და შეყვანის წყარო +– 
.
ბრინჯი. . სტატიკური გადაცემის მახასიათებელი op-amp.
op-amp-ის გამომავალი ძაბვა შეიძლება შეიცვალოს სიმეტრიულად ორივე პოლარობაში ნულთან შედარებით (იყოს ბიპოლარული), და თუ 
, მაშინ 
. ამ მდგომარეობას ეწოდება op-amp ბალანსის მდგომარეობა. სიგნალის ძაბვა ასევე შეიძლება იყოს ბიპოლარული. გავითვალისწინოთ, რომ op-amp აკონტროლებს ძაბვას 
, შეინიშნება op-amp-ის შეყვანებს შორის, სიგნალის წყაროს დამიწების წერტილის მიუხედავად. თუ op-amp-ის ინვერსიული შეყვანა დასაბუთებულია, მაშინ გამაძლიერებელი არის არაინვერსიული, მისი გადაცემის მახასიათებელი (TC) ნაჩვენებია ნახ. 6.6b (მრუდი 1). ამ შემთხვევაში, op-amp-ის შემავალი და გამომავალი სიგნალები იცვლება იმავე ფაზაში.
თუ op-amp-ის არაინვერსიული შეყვანა დამიწებულია, მაშინ გადართვის წრე ინვერსიულია (მრუდი 2 ნახ. 6.6-ზე), ხოლო შემავალი და გამომავალი სიგნალები ანტიფაზაშია.
როგორც უმარტივეს დისტანციურ მართვაში, რეალურ op-amp-ში არის დისბალანსი. ნახ. 1c. წარმოდგენილია რეალური op-amp-ის გადაცემის მახასიათებელი (მრუდი 1), რომელიც დაბალანსებულია გარე ნულოვანი დონის მიკერძოების ძაბვის გამოყენებით.
დატვირთვის წინააღმდეგობის გავლენა გამომავალი სიგნალის ამპლიტუდაზე განისაზღვრება გამაძლიერებლის გამომავალი წინააღმდეგობით და დასაშვები დენის დონით, რომელზედაც სიგნალი საბოლოო ეტაპზე არ ზღუდავს. გარდა ამისა, მაქსიმალური დასაშვები გამომავალი დენის დონე უნდა იყოს უსაფრთხო გამაძლიერებლის გამომავალი ეტაპისთვის. ნახ. 6.7-ში, დ. წარმოდგენილია op-amp-ის გადაცემის მახასიათებლები სხვადასხვა დატვირთვის წინააღმდეგობებისთვის. ნახ. ნაჩვენებია ეკვივალენტური წრე, სადაც გამომავალი წინააღმდეგობა 
სერიულად დაკავშირებული დატვირთვის რეზისტორთან 
და გენერატორის გამომავალი E.M.F. 
.
რიგ გადართვის სქემებში არის საერთო რეჟიმის EMF op-amp შეყვანებზე 
, რაც იწვევს გამომავალი დონის ცვლას 
. ოპერაციული გამაძლიერებლის ხელახლა დაბალანსებისთვის, თქვენ უნდა დაამატოთ დიფერენციალური საერთო რეჟიმის შეცდომის კომპენსაციის სიგნალი შეყვანებს შორის. 
. გენერატორი, რომელიც არეგულირებს ამ ძაბვას, შედის ეკვივალენტურ წრეში არაინვერსიული შეყვანის წრეში (ნახ.).
სურ.6.8. დისბალანსის კომპენსაცია, რომელიც წარმოიქმნება საერთო რეჟიმის EMF-დან გენერატორის გამოყენებით 
(A); გადაცემის მახასიათებლის ცვლა და ოფსეტური შეცდომის წარმოქმნა 
დადებითი (b) და უარყოფითი (c) მიწოდების ძაბვების შემცირების გამო.
2) ამპლიტუდა-სიხშირის და ფაზა-სიხშირის მახასიათებლები.
ოპ-გამაძლიერებლის მომატების ანალიტიკური გამოხატულება, რომელიც უდრის გამომავალი ძაბვის შეფარდებას შეყვანის ძაბვასთან, შეიძლება დაიწეროს როგორც
სად 
- op-amp-ის მომატება უკუკავშირის გარეშე საშუალო სიხშირის რეგიონისთვის; f c
- შეერთების ან გამორთვის სიხშირე, რომლის დროსაც მომატება მცირდება –3 დბ-ით. იმ შემთხვევაში, როდესაც დაკმაყოფილებულია op-amp-ის დამახასიათებელი უთანასწორობა 
, კუთხის სიხშირე განისაზღვრება ფორმულით 
.
პრაქტიკაში ხშირად გამოიყენება არა მომატების რთული გამოხატულება, არამედ მისი მოდული
.
ვინაიდან f სიხშირე არის ცვლადი სიდიდე, ხოლო f c არის ფიქსირებული სიდიდე, ადვილი შესამჩნევია, რომ სიხშირის მატებასთან ერთად იზრდება გამოხატვის () მნიშვნელი, ხოლო op-amp-ის ძაბვის მომატება მცირდება.
op-amp ძაბვის მომატების მოდულის გრაფიკული დამოკიდებულება სიხშირეზე არის სიხშირის პასუხი, რომელიც ნაჩვენებია ნახ. წყვეტილი ხაზი 2. როგორც ნახატიდან ჩანს, სიხშირის პასუხი გამოსახულია ლოგარითმული მასშტაბით და მიახლოებულია სწორი ხაზის სეგმენტით 1, რომელიც ხშირად გამოიყენება პრაქტიკაში ანალიზის სიმარტივისთვის.
ზოგადი დანიშნულების გამოყენებისათვის განკუთვნილ op-amp-ს უნდა ჰქონდეს იგივე სიხშირის პასუხი, როგორც პირველი რიგის დაბალი გამტარი ფილტრი (ინერციული ელემენტი) სტაბილურობის გამო, და ეს მოთხოვნა უნდა აკმაყოფილებდეს მინიმუმ ერთიანობის მომატების სიხშირემდე. 
, სიხშირე, რომლის დროსაც მომატება ღია უკუკავშირის მარყუჟით უდრის ერთიანობას. ამ შემთხვევაში, გამომავალი ჰარმონიული სიგნალის ფაზური ცვლა იცვლება ნულიდან (რადგან op-amp არის UPT) 
. ნახ. ნაჩვენებია ერთსაფეხურიანი UPT-ის (უმარტივესი op-amp) სიხშირის პასუხი და ფაზური პასუხი.
შეწყვეტის სიხშირე ( 
) განისაზღვრება, როგორც სიხშირე, რომლის დროსაც მომატება მცირდება 3 დეციბელით: 
.
სიხშირის დიაპაზონი 0 
ე.წ. გამტარუნარიანობა. OOS-ის დანერგვა ფართოვდება
გამტარუნარიანობა (გრაფიკი 2 ნახ.).
სადაც 
;
;
, სად 
– სიგნალის გადაცემის კოეფიციენტი უკუკავშირის წრეში.
როდესაც სიხშირე იცვლება, გამომავალი ძაბვის ფაზა ცვლის შეყვანის ძაბვის ფაზას კუთხით, 
თანაბარი 
. ვინაიდან op-amp-ის გამომავალი ძაბვა არის შეყვანის ძაბვის უკან, მინუს ნიშანი მოთავსებულია გადაადგილების კუთხის წინ:
.
ეს აიხსნება შემდეგნაირად. სიგნალი მყისიერად არ გადის op-amp-ში, მაგრამ გარკვეული დროით შეფერხებულია op-amp-ის აქტიურ და პასიურ ელემენტებში. გაძლიერებული სიგნალის სიხშირის მატებასთან ერთად იზრდება ფაზური ცვლა op-amp-ის გამომავალ და შეყვანის ძაბვებს შორის.
ფაზური ცვლის გრაფიკული დამოკიდებულება op-amp-ის გამომავალ და შეყვანის ძაბვებს შორის სიხშირეებზე არის ფაზის პასუხი, რომელიც ნაჩვენებია ნახ. . ფიგურიდან და გამოსახულებიდან () ირკვევა, რომ როდესაც f=f
ფაზური ცვლა op-amp-ის გამომავალ და შეყვანის ძაბვებს შორის არის -45°. როგორც f უახლოვდება ერთიანობის მომატების სიხშირეს f, გადანაცვლების კუთხეს 
მიდრეკილია -90°-მდე. უმარტივეს შემთხვევაში, ფაზის პასუხი შეიძლება მიახლოებული იყოს სეგმენტით რეალური მრუდისგან მცირე გადახრით, რომელიც არ აღემატება ±5,7° (±0,1 რად).
სერიულ RC წრეს აქვს სიხშირეზე რეაგირების დაშლის სიჩქარე -20 დბ/დეკ ან -6 დბ/ოქტ. ვინაიდან ოპ-გამაძლიერებლის ყოველი საფეხური უმარტივეს შემთხვევაში წარმოდგენილია ეკვივალენტური სქემით, რომელიც შედგება სერიით დაკავშირებული R-ისგან.
და C, მაშინ მას ასევე აქვს სიხშირეზე პასუხის დაშლის სიჩქარე -20 დბ/დეკ. ამას ადასტურებს გამოთქმა (). მაგალითად, როდესაც f სიხშირე იზრდება ათჯერ სიხშირის დიაპაზონში, სადაც 
კასკადის მომატება ათჯერ მცირდება:
სამსაფეხურიანი ოპ-გამაძლიერებლისთვის, მომატება უდრის მისი ცალკეული საფეხურების მიღწევების ნამრავლს
შედეგად მიღებული გამოხატულება საკმაოდ რთულია, ამიტომ ისინი ხშირად იყენებენ ძალიან მკაფიო და ადვილად გასაგებ ბოდეს დიაგრამას - სიხშირის ათობითი ლოგარითმის დამოკიდებულების გრაფიკს. ეს მოსახერხებელია, რადგან დეციბელებში გამოხატული სასცენო მოგება შეიძლება დაემატოს გამრავლების ნაცვლად [იხ. ფორმულა ()]. ამრიგად, op-amp-ის სიხშირეზე პასუხის მიღება შესაძლებელია მისი კასკადების სიხშირეზე პასუხის ერთ გრაფიკზე გამოსახვით და მათი გრაფიკული შეკრებით (ნახ.).
დაბალ სიხშირეებზე 
, op-amp-ის საერთო სიხშირეზე პასუხი არის ცალკეული სტადიების (30 dB + 20 dB + 10 dB) მიღწევების ჯამი სიხშირის ზოლში. 
მთლიანი მომატება მცირდება -20 დბ/დეკ-ით, სიხშირის დიაპაზონში 
ის მცირდება –40 დბ/დეკ-ით და სიხშირის ზოლში 
სამივე კასკადს აქვს დაშლის სიჩქარე -20 dB/dec, რის შედეგადაც op-amp-ის სიხშირის პასუხის მთლიანი დაშლის სიჩქარე უდრის -60 dB/dec. ეს მიდგომა ფართოდ გამოიყენება არა მხოლოდ ოპ-ამპერატორების, არამედ ყველა მრავალსაფეხურიანი გამაძლიერებლის ანალიზში.
თითოეულ op-amp ეტაპზე, ხდება სიგნალის შეფერხება, რაც იწვევს გამომავალი სიგნალის მთლიან ფაზის ჩამორჩენას შეყვანთან შედარებით. სამსაფეხურიანი op-amp-ისთვის
()-ის მიხედვით, სიგნალის მაქსიმალური შესაძლო ფაზის დაყოვნება op-amp-ის ორი ეტაპისთვის არის –180°, ხოლო სამი ეტაპისთვის –270°. კუთხის სიხშირეზე ნაკლები სიხშირეებისთვის 
ერთი ეტაპის ფაზის ჩამორჩენა –45°-ზე ნაკლებია, ხოლო სამი ეტაპისთვის –135°-ზე ნაკლები. ფაზური ცვლის კუთხე op-amp-ის გამომავალ და შეყვანის ძაბვებს შორის დამოკიდებულია არაწრფივად სიხშირეზე. ეს იწვევს გარკვეულ სირთულეებს ფაზური პასუხის აგებისას, მიუხედავად იმისა, რომ ფაზის პასუხის ორი წერტილი ადვილად განისაზღვრება (ერთად 
, ზე 
). ამასთან დაკავშირებით, op-amp-ის ფაზური პასუხის პასუხი ხშირად მიახლოებულია არა ასიმპტოტებით, როგორიცაა სიხშირის პასუხი, არამედ საფეხურების სეგმენტებით, როგორც ეს ნაჩვენებია 1-ლი გატეხილი ხაზით ნახ. . თუ ოპ-გამაძლიერებლის სიხშირის პასუხის სწორხაზოვან სეგმენტებთან მიახლოებისას ყველაზე დიდი ცდომილებაა –3 დბ, მაშინ ოპ-გამაძლიერებლის ფაზა-სიხშირის პასუხის სწორხაზოვანი საფეხურების სეგმენტებით მიახლოებისას უდრის. -45°.
ბრინჯი. . ოპერაციული გამაძლიერებლის მახასიათებლები: ა) საერთო სამსაფეხურიანი გამაძლიერებელი; ბ) ფაზის სიხშირე (1 - მიახლოებითი; 2 - რეალური)
სიხშირის ფუნქციაა და მისი მატებასთან ერთად მცირდება. op-amp-ის სიხშირე და ფაზური მახასიათებლები შედგება ინდივიდუალური შიდა სტადიების მახასიათებლებისგან, რომელთაგან თითოეულს აქვს თავისი დროის მუდმივი და შეიძლება წარმოდგენილი იყოს RC ჯაჭვის სახით. op-amp-ის მთლიანი სიხშირის პასუხი მიახლოებულია ბოდეს დიაგრამით (ნახ.). თითოეულ საფეხურს შემოაქვს ფაზური ცვლა 90°-ით, ამიტომ მთლიანი ფაზური ცვლა დამოკიდებულია საფეხურების რაოდენობაზე და აქვს ნახ. 3a-ში ნაჩვენები ფორმა. ვინაიდან op-amp-ის გამომავალს უკვე აქვს ფაზური ცვლა 180°-ით ინვერსიულ შეყვანასთან მიმართებაში, რომელსაც მიეწოდება OOS, მაშინ გარკვეული სიხშირით მთლიანი ფაზის ცვლა აღწევს 360°-ს. თუ ამ სიხშირეზე მნიშვნელობა 
, სად 
– OS კოეფიციენტი, შემდეგ უარყოფითი
OS ხდება დადებითი
რაც იწვევს წრედის თვითაგზნებას.
ბრინჯი. . სავარაუდო ლოგარითმული ამპლიტუდა-სიხშირის (AFC) და ფაზა-სიხშირის მახასიათებლები.
op-amp-ის დინამიური თვისებები ხასიათდება ერთიანობის მომატების სიხშირით 
, გამომავალი ძაბვის მაქსიმალური დარტყმის სიჩქარე 
და გამომავალი ძაბვის დარეგულირების დრო 
(გარდამავალი პროცესის დაშლის დრო). სიხშირით 
დაკავშირებული მოწესრიგების დრო 
.
რაც უფრო დაბალია ერთობის მიღების სიხშირე, მით უფრო დიდია ის. Ამავე დროს 
დამოკიდებულია არა მხოლოდ 
, არამედ სიხშირეზე პასუხის ფორმაზეც. მინიმალური ღირებულება 
მიიღება სიხშირეზე პასუხის შესუსტებით -20 დბ/დეკ.
გაითვალისწინეთ, რომ ზემოაღნიშნული ურთიერთობები მოქმედებს მხოლოდ საკმარისად მცირე სიგნალისთვის, რომლის დროსაც გამომავალი ძაბვის ცვლილების სიჩქარე არ აღემატება 
. როდესაც სიგნალი დიდია, op-amp გადატვირთულია და 
იზრდება. დაბალი ღირებულების უზრუნველსაყოფად 
, უნდა იყოს საკმარისად დიდი მნიშვნელობა 
.
თუ ორსაფეხურიანი ოპ-გამაძლიერებელი დაფარულია უარყოფითი უკუკავშირის მარყუჟით, მაშინ ერთიანობის მომატების სიხშირეზე, როდესაც ფაზის ცვლა უდრის –180°-ს, შეიძლება მოხდეს დადებითი უკუკავშირის მარყუჟი, რაც გამოიწვევს თვითაგზნებას. op-amp. სამსაფეხურიან ოპ-გამაძლიერებელში, თვითაგზნება შეიძლება მოხდეს ერთიანობის მომატების სიხშირეზე დაბალი სიხშირით, ვინაიდან ამ ოპ-გამაძლიერებლის მაქსიმალური ფაზის ცვლა არის 270°. ამასთან დაკავშირებით, სამსაფეხურიან ოპ-ამპერატორებში არსებობს თვითაგზნების უფრო დიდი საფრთხე, ვიდრე ორსაფეხურიანებში და საჭიროა სიხშირის პასუხის სიხშირის კორექტირება. ამიტომ, ინტეგრალურ ოპ-ამპერატორებს შორის ფართოდ გავრცელდა ორსაფეხურიანი. ოპ-გამაძლიერებლის ბოლო ეტაპი, რომელიც ხორციელდება ბიძგ-გამწოვი ემიტერის მიმდევრის სახით და არ აძლიერებს ძაბვას, არ არის აღებული გამაძლიერებლის სტადიად.
უზრუნველყოფს როგორც მუდმივ გამომავალ ძაბვას, ასევე
გამაძლიერებელი
იგივე დასკვნა შეიძლება გამოვიტანოთ პირდაპირ გამონათქვამიდან 
.
Მანამდე 
,
და არ არის დამოკიდებული აბსოლუტურ მნიშვნელობაზე 
.
თუ განხილულ მაგალითში OOS წრე შეიცვალა PIC-ით, მაშინ გამაძლიერებლის გაძლიერებული სიხშირის დიაპაზონი შემცირდება:
.
ამ შემთხვევაში, PIC-ით გამაძლიერებლის სიხშირის პასუხის მიღება შესაძლებელია ორიგინალური მახასიათებლის ჰორიზონტალური მონაკვეთის ზემოთ გადაწევით 201 გ (l–). 
)
დბ. ახალი მნიშვნელობა გამაძლიერებლის ზედა გავლის სიხშირისთვის 
განისაზღვრება ახალი ჰორიზონტალური მონაკვეთის გადაკვეთით ასიმპტოტის გაგრძელებით 20 დბ/დეკ დახრილობით (ნახ.). ამრიგად, PIC-ის შემოღებით, გამაძლიერებლის გამტარუნარიანობა ვიწროვდება (1- 
) ერთხელ.
ინტეგრირებული op-amps გარეშე OS პრაქტიკულად არ გამოიყენება. ამასთან დაკავშირებით უნდა აღინიშნოს, რომ
და 
.
მერე 
. ზე 
.
ბრინჯი. . უკუკავშირის გავლენა ოპერაციული გამაძლიერებლის შეერთების სიხშირეზე უკუკავშირის გარეშე (1) და უკუკავშირით (2).
() გამონათქვამთან () შედარება ადვილია იმის დადგენა, რომ op-amp-ის შეერთების სიხშირე უარყოფითი გამოხმაურების არსებობისას უდრის op-amp-ის შეერთების სიხშირეს უკუკავშირის გარეშე, გამრავლებული დაბრუნების სხვაობით.
სიხშირეზე პასუხიდან (ნახ.) ჩანს, რომ op-amp-ის მომატება უკუკავშირის გარეშე არის 70 dB, ხოლო უარყოფითი გამოხმაურებით 20 dB. თუ op-amp-ის შეერთების სიხშირე უკუკავშირის გარეშე იყო 20 kHz, მაშინ უარყოფითი გამოხმაურების გავლენის ქვეშ იგი გახდა 5.7 MHz. უარყოფითმა გამოხმაურებამ შეზღუდა ოპერაციული გამაძლიერებლის მომატება 20 დბ-მდე და მნიშვნელოვნად გააფართოვა გამტარობა. იმ შემთხვევაში, როდესაც სიხშირე აღწევს 5.7 MHz, op-amp-ის სიხშირის პასუხი უკუკავშირის გარეშე და უკუკავშირით ემთხვევა. გაითვალისწინეთ, რომ უარყოფითი გამოხმაურება არ აფართოებს op-amp-ის სიხშირის პასუხს და op-amp-ის შეერთების სიხშირე იზრდება მომატების შემცირების გამო.
მომატება უკუკავშირის მარყუჟის გასწვრივ, როგორც ჩანს ნახ. , არის განსხვავება op-amp-ის მიღწევებს შორის უკუკავშირის გარეშე და უკუკავშირით, გამოხატული დეციბელებით. ეს შესაძლებელს ხდის მისი ან შეერთების სიხშირის განსაზღვრას 
გრაფიკულად. ზემოაღნიშნულის საილუსტრაციოდ შეგვიძლია დავწეროთ ტოლობა
,
რაც მიუთითებს იმაზე, რომ მომატება უკუკავშირის მარყუჟის გასწვრივ იზრდება, როდესაც op-amp-ის მომატება უკუკავშირთან ერთად მცირდება.
იმ შემთხვევაში, როდესაც op-amp სიხშირის პასუხის დაშლის სიჩქარე არის –20 dB/dec, op-amp მომატების ნამრავლი გამრავლებული ერთიანობის მომატების სიხშირეზე არის მუდმივი მნიშვნელობა ( 
=კონსტ). ამის მიღება შესაძლებელია როგორც ბოდეს დიაგრამიდან, ასევე ანალიტიკურად:
უნდა განვმარტოთ, რომ გაზრდის ფაქტორისა და ერთიანობის მომატების სიხშირის ნამრავლი რჩება მუდმივი და აქვს წრფივი დამოკიდებულება მხოლოდ სიხშირეზე პასუხის დაშლის სიჩქარით -20 დბ/დეკ.
უნდა აღინიშნოს, რომ თუ მნიშვნელობები ახლოსაა, მაშინ LFC-ის მთლიანი დახრილობა იქნება –20 დბ/დეკზე ნაკლები. ეს ქმნის გარკვეულ სირთულეებს ასეთი op-amp-ის გამოყენებისას. ეს აიხსნება იმით, რომ კონკრეტული სქემების შემუშავებისას, თავად op-amp, როგორც წესი, დაფარულია OOS სქემით. როდესაც LFC ფერდობზე ნაკლებია –20 dB/dec, ხდება სტაბილურობის დაკარგვა. ამ შემთხვევაში, დამატებითი გარე ან შიდა კორექტირების წრე შეჰყავთ op-amp-ში, რომელიც ქმნის მისი LFC–20 dB/dec დახრილობას სიხშირის მთელ დიაპაზონში, სანამ 
. ეს კორექტირება ჩვეულებრივ ავიწროებს გამაძლიერებლის გამტარუნარიანობას.
თუ გამაძლიერებლის ერთ-ერთი საფეხურის დროის მუდმივი მნიშვნელოვნად აღემატება სხვებს, მაშინ -20 დბ/დეკ დახრილობა მთელ სიხშირის დიაპაზონზე თავად გამაძლიერებელი ყალიბდება და დამატებითი კორექტირება შეიძლება არ იყოს საჭირო.
ამრიგად, ნებისმიერ შემთხვევაში, ოპ-ამპლიტუდა-სიხშირის ტიპიური ლოგარითმული პასუხი მთელ სიხშირის დიაპაზონზე აქვს მუდმივი დახრილობა -20 dB/dec.
უნდა აღინიშნოს, რომ გადაცემის ფუნქციის შესაბამისი LFC-ის ფორმირება ორსაფეხურიანი ოპ-გამაძლიერებლის წრეში მიიღწევა უფრო მარტივი საშუალებებით, ვიდრე სამსაფეხურიანი გამაძლიერებლის წრეში. ეს აიხსნება იმით, რომ ორსაფეხურიანი op-amp-ის LFC-ის მაქსიმალური დახრილობა მხოლოდ -40 dB/dec. ხოლო სამსაფეხურიან ოპერაციულ გამაძლიერებელში -60 დბ/დეკ. ამიტომ ორსაფეხურიანი ოპ-გამაძლიერებლის გამოსასწორებლად საკმარისია ერთი კორექტირების წრე, ხოლო სამსაფეხურიანი ოპ-გამაძლიერებლისთვის საჭიროა ორი ასეთი წრე.
კონდენსატორი გამოიყენება ორსაფეხურიანი op-amp-ის სიხშირის თვისებების გამოსასწორებლად 
.
გამომავალი ეტაპის დროის მუდმივი განისაზღვრება მისი ტევადობით, სადაც 
- კასკადის მომატება OE-სთან პირდაპირი დენისთვის, 
- დიფერენციალური ეტაპის გამომავალი წინააღმდეგობა.
დიფერენციალური ეტაპი იყენებს "მიმდინარე სარკის" წრეს, ასე რომ 
დიდი და 
,
- დიფერენციალური კასკადის დროის მუდმივი. დროის მუდმივი 
გადაცემის ფუნქციაში op-amp ხდება გადამწყვეტი დაბალი ტევადობის შემთხვევაშიც კი 
.
ორსაფეხურიანი გამაძლიერებლის LFC ღერძთან გადაკვეთის ადგილზე 
აქვს დახრილობა -20 dB/dec, ანუ ასეთი op-amp, როდესაც დაფარულია გარე ინერციისგან თავისუფალი OOS სქემით, არის აბსოლუტურად სტაბილური ბმული. ამრიგად, op-amp-ის შიდა სიხშირის კორექტირება ხორციელდება ერთი კონდენსატორით 
მცირე ტევადობა და მარტივი ტექნოლოგიურად განხორციელება.
ოპ ამპერატორები ძალიან მრავალფეროვანია პარამეტრებისა და მახასიათებლების მიხედვით. პირველი მიახლოებით, შიდა op-amps შეიძლება დაიყოს მათი პარამეტრების მიხედვით შემდეგ ჯგუფებად:
1) ოპერაციული გამაძლიერებლები ზოგადი გამოყენებისთვის გამოიყენება აღჭურვილობის კომპონენტების შესაქმნელად, რომლებსაც აქვთ საერთო შემცირებული ცდომილება 1%. ახასიათებს შედარებით დაბალი ღირებულება და პარამეტრების საშუალო დონე (მიკერძოებული ძაბვა 
- მილივოლტების ერთეული, ტემპერატურის დრიფტი 
- ათობით მიკროვოლტი/°C, მომატება 
- ათიათასობით, მკვლელობის მაჩვენებელი 
- მეათედებიდან ერთეულებამდე ვოლტი/მიკროწამში).
2)
ოპერაციული გამაძლიერებლები დაბალი შეყვანის დენით არის გამაძლიერებლები შეყვანის საფეხურით, რომლებიც აგებულია საველე ეფექტის ტრანზისტორებზე. შეყვანის დენი 
pA.
3) მრავალარხიან ოპერაციულ გამაძლიერებლებს აქვთ ზოგადი დანიშნულების გამაძლიერებლების ან მიკროელემენტის გამაძლიერებლების მსგავსი პარამეტრები ისეთი პარამეტრის დამატებით, როგორიცაა არხის გამყოფი ფაქტორი. ისინი ემსახურებიან წონის და ზომის პარამეტრების გაუმჯობესებას და აღჭურვილობის ენერგიის მოხმარების შემცირებას. დასავლური კომპანიები აწარმოებენ ორმაგი სიზუსტის და მაღალი სიჩქარის გამაძლიერებლებს.
4) მაღალსიჩქარიანი ფართოზოლოვანი ოპერატიული გამაძლიერებლები გამოიყენება სწრაფად ცვალებადი სიგნალების გადასაყვანად. მათ ახასიათებთ გამომავალი სიგნალის მაღალი ტემპი, ხანმოკლე ჩალაგების დრო, ერთიანობის მომატების მაღალი სიხშირე და სხვა პარამეტრებში ისინი ჩამორჩებიან ზოგადი გამოყენების საოპერაციო გამაძლიერებლებს. სამწუხაროდ, გადატვირთვის შემდეგ აღდგენის დრო მათთვის სტანდარტიზებული არ არის.
მათი ძირითადი პარამეტრები: მოკვლის სიხშირე 
V/μs; დალაგების დრო 
mks; ერთიანობის მიღების სიხშირე 
MHz.
5) ზუსტი (მაღალი სიზუსტის) ოპერაციული გამაძლიერებლები გამოიყენება მცირე ელექტრული სიგნალების გასაძლიერებლად, რომელსაც თან ახლავს ხმაურის მაღალი დონე, და ხასიათდება დაბალი ოფსეტური ძაბვით და მისი ტემპერატურის დრიფტით, მაღალი მომატებით და საერთო რეჟიმის უარყოფით, მაღალი შეყვანის წინაღობა და დაბალი ხმაური. . როგორც წესი, მათ აქვთ დაბალი შესრულება.
6) მიკროენერგეტიკული ოპერაციული გამაძლიერებლები საჭიროა იმ შემთხვევებში, როდესაც ენერგიის მოხმარება მკაცრად შეზღუდულია (პორტატული მოწყობილობები თვითმმართველობის ელექტრომომარაგებით, მოწყობილობები, რომლებიც მუშაობენ ლოდინის რეჟიმში). მოხმარების დენი 
mA.
7) მძლავრი და მაღალი ძაბვის ოპერაციული გამაძლიერებლები - გამაძლიერებლები გამომავალი საფეხურებით, რომლებიც აგებულია მძლავრ მაღალი ძაბვის ელემენტებზე. გამომავალი დენი 
mA; გამომავალი ძაბვა 
IN.
ცხრილები შიდა ოპ-ამპერატორების პარამეტრებით მოცემულია დანართში A მონაცემების მიხედვით 
.
სად რომ _ გადაცემის კოეფიციენტი და ფაზის მახასიათებელი შეესაბამება გამონათქვამს:
ეს მახასიათებლები წარმოდგენილია ნახ. 45, ოჰ ვწყვეტილი ხაზები. სიხშირეზე პასუხის აგებისას ისინი ჩვეულებრივ იყენებენ ლოგარითმულ შკალას ორივე კოორდინატულ ღერძზე, რაც კასკადში ბმულების შეერთებისას იძლევა ორდინატების გამრავლების შეცვლით ჩანაცვლებას. ანალიზის სიმარტივისთვის, სიხშირის მახასიათებლები მიახლოებულია სწორი ხაზის სეგმენტებით (ნახ. 45, ბ, გნაჩვენებია მყარი ხაზებით). ამ შემთხვევაში, სიხშირეზე პასუხი ერთგვაროვანია ათვლის სიხშირემდე, სადაც იქმნება შეკრულობა. სიხშირის პასუხი წყვეტის სიხშირის უკან საკმაოდ ზუსტად არის აღწერილი გამონათქვამით:
რომელიც ლოგარითმული მასშტაბით დახატულის შემთხვევაში ქმნის სწორ ხაზს. ასეთი მიახლოების შეცდომა მაქსიმალურია f c სიხშირეზე და უდრის 3 დბ. როდესაც სიხშირე იცვლება ათჯერ (ათწლეულში), გადაცემის კოეფიციენტი იცვლება იმავე რაოდენობით (ანუ 20 დბ) TO.
ამრიგად, სიხშირეზე პასუხის დაშლის სიჩქარე f c წყვეტის სიხშირის უკან არის -20 dB/dec. თუ ოქტავა აღებულია სიხშირის ღერძზე ერთეულად (სიხშირის გაორმაგება), მაშინ TOასევე იცვლება ორჯერ (6 დბ) ოქტავაზე, ანუ დაშლის სიჩქარე არის მინუს 6 დბ/ოქტ. ფაზის მახასიათებელი (ნახ. 45, V)მიახლოებულია სამი სწორი სეგმენტით და ფაზური ცვლა მაღალ სიხშირეებზე 90°-ს აღწევს.
მრავალსაფეხურიან გამაძლიერებელში, თითოეულ საფეხურს აქვს საკუთარი სიხშირის პასუხი, რომელიც განისაზღვრება მისი AC სქემების პარამეტრებით. მაშასადამე, საერთო სიხშირის პასუხს აქვს რამდენიმე შესვენება, რომელთა რაოდენობა უდრის კასკადების რაოდენობას. ნახ. სურათი 46 გვიჩვენებს სამსაფეხურიანი გამაძლიერებლის სიხშირეზე პასუხის ფორმირების მაგალითს ცალკეული საფეხურების მახასიათებლებზე დაყრდნობით. Სურათში: კი^ 2. Кз - კასკადური მომატების ფაქტორები; /с /с2, /сз არის შესაბამისი ათვლის სიხშირეები. მთლიანი სიხშირის პასუხი ერთგვაროვანია />i სიხშირემდე, განყოფილებაში ვ c i -/ 2-დან ეცემა 20 dB/dec სიჩქარით, /с2 და /сз სიხშირეებს შორის დახრილობა იზრდება 40 dB/dec. ამრიგად, ყოველი ეტაპი შესაბამის სიხშირეზე მაღალ სიხშირეზე ზრდის დახრილობას 20 დბ/დეკ.
მრავალსაფეხურიანი გამაძლიერებლის საერთო ფაზის მახასიათებელი ყალიბდება ცალკეული საფეხურების მიერ შემოტანილი ფაზის შეფერხებების ჯამით, ხოლო მეორე და მესამე ეტაპის დამატებისას მთლიანი ფაზის ცვლა შეიძლება მიაღწიოს 180°-ს, შემდეგ კი 270°-ს, რაც გამოიწვევს გამაძლიერებლის არასტაბილურობა.
ნახ. სურათი 46 ასევე გვიჩვენებს მრავალსაფეხურიანი ოპ-გამაძლიერებლის სიხშირის პასუხს უარყოფითი გამოხმაურებით. უკუკავშირის შემოღება აფართოებს ოპ-გამაძლიერებლის გამშვებ ზოლს, როდესაც მომატება მცირდება /(oc) მნიშვნელობამდე, თუმცა, თუ მომატება მცირდება და გამტარუნარიანობა გაფართოვდება, Los ხაზი კვეთს გამაძლიერებლის სიხშირეზე პასუხის გარეშე. გამოხმაურება განყოფილებაში 40 dB/dec ან 60 dB/dec გადახვევით, მაშინ შემავალი და გამომავალი სიგნალების ფაზური ცვლა გაიზრდება და შეიძლება მიაღწიოს 180°-ს
ბრინჯი. 46. სამსაფეხურიანი გამაძლიერებლის სიხშირის პასუხი
და მეტი. ამ შემთხვევაში, სიგნალის გადაკვეთის წერტილში სიხშირის პასუხზე ჩნდება გადაჭარბება, რომელიც ფაზის ცვლა 180°-მდე მიახლოებისას გაიზრდება მანამ, სანამ საბოლოოდ, φ = 180°-ზე, ოპ გამაძლიერებელი თვითაღგზნებას არ აპირებს. გამაძლიერებლის სტაბილური მუშაობისთვის აუცილებელია, რომ გამაძლიერებლის სიხშირეზე / P r სიხშირეზე პასუხის გამაძლიერებლით, ფაზის ცვლა 180°-ზე ნაკლები იყოს გარკვეული რაოდენობით, რომელსაც ეწოდება ფაზის ზღვარი. როგორც წესი, საკმარისია ფაზის ზღვარი 40-45°. ამ შემთხვევაში, გამაძლიერებლის სიხშირეზე პასუხის გადაკვეთის წერტილი უკუკავშირის მარყუჟთან მოდის დამახასიათებელ მონაკვეთზე 40 დბ/დეკ. უზრუნველყოფილი იქნება ოპ-გამაძლიერებლის აბსოლუტურად სტაბილური მუშაობა იმ პირობით, რომ გამაძლიერებლის სიხშირეზე პასუხის ბრტყელი ნაწილი იკვეთება მახასიათებლის OS განყოფილებასთან 20 დბ/დეკ. აქ ფაზის ზღვარი არის 90 3. სტაბილურობის კიდევ ერთი აბსოლუტური კრიტერიუმია ერთიანობის მომატების ხაზის (0 დბ) სიხშირის პასუხის გადაკვეთა მონაკვეთის დასაწყისთან 40 დბ/დეკ დახრილობით. თუმცა, ბოლო ორ შემთხვევაში, გამაძლიერებელს ჩვეულებრივ აქვს ათვლის სიხშირე, რომელიც ძალიან დაბალია.
op-amp-ის სტაბილურობის მისაღწევად ოპერაციულ ღირებულებაზე კოსგამოიყენება სხვადასხვა კორექტირების სქემები, რომლებიც ცვლიან სიხშირის პასუხს ისე, რომ აღმოიფხვრას გადაჭარბებული ფაზური ცვლა.
მაკორექტირებელი სქემების მოქმედებები, როგორც წესი, მცირდება op-amp-ის გამტარუნარიანობის შეზღუდვამდე. ამჟამად, ინდუსტრია აწარმოებს უამრავ ოპ-ამპერს შიდა კორექტირებით. ასეთ გამაძლიერებლებს აქვთ სიხშირის პასუხი დახრილობის დახრილობით, რომელიც მუდმივია მთელ დიაპაზონში და უდრის 20 dB/dec, რაც უზრუნველყოფს op-amp-ის სტაბილურ მუშაობას. ასეთი ოპ-ამპერატორებისთვის მოგების და გამტარუნარიანობის პროდუქტი არის მუდმივი მნიშვნელობა. ეს მაჩვენებელი, ან ერთიანობის მომატების სიხშირის მნიშვნელობა, ჩვეულებრივ მოცემულია საცნობარო მონაცემებში. ასეთი გამაძლიერებლები გამოიყენება იმ შემთხვევაში, თუ არ არის საჭირო ფართო გამტარუნარიანობა, წინააღმდეგ შემთხვევაში აუცილებელია გამაძლიერებლის გამოყენება გარე კორექტირებით, რაც იძლევა სიხშირის მახასიათებლების ოპტიმიზაციას მოცემულ მომატებაზე.
ბოდეს დიაგრამა
ნახ.19.1. HF ეკვივალენტური წრე.
ამ ექვივალენტური მიკროსქემის გამოყენებით, ჩვენ შეგვიძლია გამოვხატოთ ამპლიტუდა-სიხშირის პასუხი
(19.1)
სად: ვ ერთადათვლის სიხშირე (პოლუსი) უდრის ზედა გათიშვის სიხშირეს
fc = 1/2pRC (19.2)
გამონათქვამიდან (19.1) ცხადია, რომ ასეთი კასკადის სიხშირის პასუხი შეიძლება მიახლოებული იყოს ორი ასიმპტოტით, ნახ. 19.2:
დაბალ სიხშირეებზე, ვ <
K(f) =K 0;
მაღალ სიხშირეებზე, თან f >> fc, f/fc>>1, K(f)= K 0 fc/f.
ბრინჯი. 19.2. სიხშირის პასუხის ცალმხრივი წრფივი მიახლოება (ბოდეს დიაგრამა)
მიახლოებულ სიხშირეზე პასუხს ბოდეს დიაგრამა ეწოდება. მაღალი სიხშირის რეგიონში, ე.ი. f/f c >> 1, მომატება უკუპროპორციულია სიხშირისა. როდესაც სიხშირე იზრდება 10-ჯერ (ათწლეული), ის მცირდება 10-ჯერ, ე.ი. 20 დბ/დეკ.
ვინაიდან ოპ-ამპერს აქვს დიდი შინაგანი მომატება K ¢ » 10 5, მაშინ სიხშირის პასუხი K(f)გამოსახულია ორმაგი ლოგარითმული მასშტაბით. ლოგარითმულ ერთეულზე გადასვლა მრავალსაფეხურიანი გამაძლიერებლების განხილვისას ამარტივებს საერთო სიხშირის პასუხის აგებას, ვინაიდან მთლიანი მომატება განისაზღვრება ცალკეული საფეხურების მიღწევების უბრალოდ დამატებით. ფაზის მახასიათებლის აგებისას გამოიყენება ცალ-ცალკე წრფივი ან საფეხურის მიახლოება (ნახ. 19.2.).
ოპერაციული გამაძლიერებელი არის მრავალსაფეხურიანი გამაძლიერებელი, რომელიც შედგება სხვადასხვა სტრუქტურის საფეხურებისგან. მაშასადამე, op-amp-ის ზოგადი ეკვივალენტური წრე შეიძლება წარმოდგენილი იყოს ეკვივალენტური გენერატორის სახით, რომელიც დატვირთულია რამდენიმე RC წრედზე, ნახ. 19.3.
ბრინჯი. 19.3. ოპერაციული გამაძლიერებლის ეკვივალენტური წრე
როგორც წესი, ასეთი სქემების რაოდენობა შეესაბამება კასკადების რაოდენობას. ათვლის სიხშირეები (პოლუსები) მოცემული ეკვივალენტური მიკროსქემისთვის განისაზღვრება:
(19.3)
op-amp-ის მიახლოებითი სიხშირის პასუხი აგებულია ცალკეული საფეხურების მომატების ფაქტორების დამატებით, ნახ. 19.4.
დაე f c 1=10 4 ჰც, f c 2=10 5 ჰც, f c 3=10 6 ჰც
სიხშირეებზე ვ
ზე f c2
უნდა აღინიშნოს, რომ სამუშაო ფართობი K(f)ოპ გამაძლიერებელი ვრცელდება ერთიანობის მომატების სიხშირეზე ვ თ, რომელზედაც K(f)=1(Kდბ = 0),
op-amp-ის ფაზური მახასიათებლებიდან (სურ. 19.4) ცხადია, რომ f c 1 j=45° at f c 2 - 135°. ზე f > f c 2, ე.ი. ზე f=f kp, j=-180°
ეს ნიშნავს, რომ მოცემულ სიხშირეზე OOS იქცევა POS-ად, რაც იწვევს გამაძლიერებლის თვითაგზნებას.
გამაძლიერებლების ერთ-ერთი მნიშვნელოვანი მახასიათებელია ამპლიტუდა-სიხშირის პასუხი (AFC) და ფაზა-სიხშირის პასუხი (PFC), რაც არის ამპლიტუდის (მომატების) დამოკიდებულება სიხშირეზე და შემავალი და გამომავალი სიგნალების ფაზის კუთხეზე. სიხშირე, შესაბამისად. ზოგიერთ შემთხვევაში, მომატების ფაქტორები გამოიხატება ლოგარითმული ერთეულებით - დეციბელებით (dB):
მაშინ მომატების დამოკიდებულებას სიხშირეზე ეწოდება LFC (ლოგარითმული ამპლიტუდა-სიხშირის მახასიათებელი).
გამაძლიერებლის სიხშირის დიაპაზონის შესაფასებლად, იზომება მისი სიხშირის პასუხი და განისაზღვრება ზედა ზღვრული სიხშირე მაქსიმალური გამომავალი სიგნალიდან 0,707 დონეზე. რაც შეესაბამება კოეფიციენტის 3 დბ შემცირებას
ნახ.1 LACCH OU
რეალურ ოპ-ამპერს აქვს მაღალი მომატება; ოპ-ამპლიტუდა-სიხშირის ლოგარითმული პასუხი გარე უკუკავშირის სქემების გარეშე აქვს ისეთი ფორმა, როგორც ნაჩვენებია (ნახ. 1). როგორც წესი, საცნობარო წიგნებში მითითებულია სიხშირე, რომლის დროსაც ძალის კოეფიციენტი უდრის 1-ს - ერთეული ძალის ƒ ერთეულის სიხშირე - რომელიც ჩვეულებრივ არის 1 - 1000 MHz.
ოპ-ამპერებზე დაფუძნებული სქემების მუშაობის გასაანალიზებლად, ჩვენ გამოვიყენებთ იდეალური ოპ-ამპერატორის ძირითად თვისებებს:
1. პოტენციური სხვაობა ინვერსიულ და არაინვერსიულ შეყვანას შორის არის ნული (U სმ = 0);
2. შეყვანის მიკერძოების დენები არის ნულოვანი (I + შეყვანა = I - შეყვანა = 0)
ასეთი სქემების მოგება არის შეყვანის ძაბვის თანაფარდობა გამომავალ ძაბვასთან:
ამპლიტუდის მახასიათებლები
ამპლიტუდის მახასიათებლის დახრილობა ხაზს უსვამს გამომავალი ძაბვის დამოკიდებულების წრფივობას შეყვანაზე. ჰორიზონტალური სექციები შეესაბამება ოპერაციული გამაძლიერებლის მუშაობის რეჟიმს, რომელშიც შეყვანის ძაბვა აღემატება მაქსიმალურ მნიშვნელობას
Ecm არის მიკერძოებული ძაბვა, რომელიც განისაზღვრება Uout = 0-ზე, op-amp ელემენტების პარამეტრებში გაფანტვის გამო, რაც დამოკიდებულია ენერგიის წყაროს ტემპერატურასა და ძაბვაზე.
op-amp-ის გამოყენება:
ინტეგრირებული op-amps მათი პარამეტრები და მახასიათებლები ახლოს არის იდეალური op-amps.
თავად op amp-ის სახელს უკავშირდება ცნობილ მათემატიკური ოპერაციები (ჯამობა, გამოკლება, დიფერენციაცია, ლოგარითმი, ინტეგრაცია, შედარება, გამრავლება და ა.შ.), რომლებიც ადრე ხორციელდებოდა op amp-ის გამოყენებით.
თანამედროვე ინტეგრირებული op-amps უნივერსალურია; გარდა მათემატიკური ფუნქციების შესრულებისა, ისინი შეიძლება იყოს ძაბვის წყარო, კონტროლი U, ინვერსიული და არაინვერსიული გამაძლიერებლები, IPT (პირდაპირი დენის წყარო), ჰარმონიული გენერატორები და ა.შ.
