Pulsul PCM este un impuls radio dreptunghiular în umplerea de înaltă frecvență a codului de fază internă (undă purtătoare).
Manipularea este aceeași cu modularea cu saltul de parametri.
Impulsul FKM este un set de impulsuri radio dreptunghiulare adiacente cu aceeași durată T și aceeași amplitudine și aceeași frecvență de umplere.
Faza inițială a umplerii RF a acestor impulsuri poate lua doar două valori: fie 0, fie π. Alternarea acestor valori de la puls la puls se supune unui anumit cod.
Alegerea codului se face din condiția obținerii celui mai bun semnal ACF.
Luați în considerare un exemplu de impuls FKM cu un volum de n semnale elementare, în care manipularea fazei este efectuată de un cod Barker.
Lățimea spectrului pulsului PCM este determinată de durata impulsului elementar T și
FCM este un semnal complex. Baza sa este determinată de numărul de impulsuri n (n>>1).
Să realizăm sinteza unui filtru liniar potrivit cu impulsul FKM în funcție de răspunsul la impuls necesar.
Răspunsul la impuls este o imagine în oglindă a semnalului de intrare.
Imaginea condiționată g din (t):
După cum puteți vedea, răspunsul la impuls al filtrului optim sintetizat este, de asemenea, un impuls FKM, al cărui cod este o imagine în oglindă a codului semnalului, prin urmare, răspunsul filtrului nostru la impulsul δ va fi n impulsuri radio dreptunghiulare. adiacente unul altuia cu aceeasi durata, amplitudine si frecventa.
Faza inițială a impulsurilor de umplere RF variază de la impuls la impuls în conformitate cu codul oglinzii.
Testul a arătat că filtrul nostru este optim pentru acest semnal.
Să găsim răspunsul filtrului optim rezultat la un impuls PCM dat. Se știe că răspunsul filtrului optim urmează forma ACF-ului pulsului PCM
Imagine condiționată a pulsului FKM
Imagine condiționată a răspunsului sumatorului (semnal la ieșirea sumătorului).
La ieșirea sumatorului se obțin și șapte impulsuri radio dreptunghiulare, distanțate de un interval T și. Durata acestor impulsuri este aceeași și egală cu T și.
Frecvența lor de umplere este aceeași. Faza inițială de umplere pentru pulsul central este 0, iar pentru restul π. Amplitudinea impulsului central este de șapte ori mai mare decât amplitudinea tuturor celorlalte impulsuri.
Concluzie: semnalul la iesirea filtrului optim, corelat cu impulsul PCM, este n impulsuri radio triunghiulare alaturate de aceeasi durata 2T si, cu acelasi duty cycle si cu aceeasi faza initiala, si amplitudinea impulsului central ( lobul principal) este de șapte ori mai mare decât în alte impulsuri (lobi laterali).
Se dovedește că, în filtrul optim, introducerea codului de fază a fost transformată în codificarea amplitudinii.
După cum puteți vedea, un impuls FKM s-a transformat în șapte impulsuri triunghiulare: unul central și șase laterale.
Este imposibil să excludeți complet lobii laterali, nu există astfel de coduri. Codul Barker este cel mai bun dintre toate codurile în ceea ce privește raportul dintre amplitudinea lobului lateral și cel central.
Din păcate, lungimea codului Barker nu poate fi mai mare de 13.
Pentru a obține o bază mare de semnal, este utilizat pe scară largă ca coduri de secvență de lungime maximă (M-secvențe).
Dacă numărăm durata semnalului de ieșire al filtrului optim la un nivel de 0,5 de la maxim, atunci se dovedește că această durată este egală cu T și \u003d T c / n (n-bază), prin urmare, cea optimă filtrul comprimă semnalul de intrare în timp de un număr de ori egal cu baza.
Efectul comprimării unui semnal complex în filtrul optim vă permite să creșteți de un număr de ori egal cu baza semnalului, rezoluția semnalului în timp.
Rezoluția în timp înseamnă posibilitatea observării separate a două semnale deplasate unul față de celălalt pentru o perioadă de timp.
La intrarea filtrului optim, semnalele pot fi observate separat dacă sunt deplasate unul față de celălalt cu mai mult de T s.
După filtrul optim, semnalele pot fi observate separat dacă sunt deplasate unul față de celălalt cu mai mult de T și.
Avantajele semnalelor complexe:
1) Cu o filtrare optimă, se obține un câștig semnal-zgomot egal cu baza. Aceasta înseamnă că sistemul de comunicații poate funcționa la raporturi semnal-zgomot scăzute la intrare. Asta da:
Puteți primi un semnal de la distanță (din spațiu);
Este posibil să efectuați o comunicare sub acoperire.
2) Folosind semnale complexe, de exemplu, FKM, este posibil să se efectueze separarea codurilor canalelor de comunicație.
3) Datorită semnalelor complexe, este posibil să se rezolve eternele probleme de comunicare și localizare, de exemplu, se știe că pentru a crește raza de comunicare este necesară creșterea energiei semnalului transmis. Când se lucrează cu un impuls radio dreptunghiular, energia este determinată de amplitudinea pulsului și de durata semnalului. Amplitudinea pulsului transmis nu poate fi mărită la infinit, prin urmare, durata pulsului este mărită. Cu toate acestea, creșterea duratei semnalului înrăutățește rezoluția semnalului în timp.
Utilizarea semnalelor complexe face posibilă separarea acestor mărimi: energia depinde de durata semnalului T s, iar rezoluția semnalului depinde de valoarea bazei semnalului n=T s /T și.
Secțiunea 6
UDC 621.396.96:621.391.26
Metodă de îmbunătățire a eficienței radarului pentru detectarea persoanelor din spatele barierelor optic opace
O. V. Sytnik I. A. Vyazmitinov, E. I. Miroshnichenko, Yu. A. Kopylov
Institutul de Radiofizică și Electronică. A. Ya. Usikova NAS din Ucraina
Se iau în considerare posibilitățile de reducere a nivelului lobilor laterali ai funcției de autocorelare a FKM a semnalelor de palpare și problemele implementării lor practice în echipamente. Este propusă o modulare optimă a amplitudinii fazei intra-puls, care face posibilă reducerea lobilor laterali și, în același timp, creșterea ratei de repetiție a exploziilor de sondare. Sunt investigați factorii care influențează caracteristicile unor astfel de semnale și se propune un criteriu de fezabilitate a acestora în echipamente.
Introducere.
Algoritmii de procesare a semnalului într-un radar cu un semnal de sondare cvasi-continuu conceput pentru a detecta obiectele ascunse în spatele obstacolelor optic opace, de regulă, se bazează pe principiul procesării optime a corelației sau al filtrării potrivite [–].
Semnalele sonore pentru astfel de radare sunt selectate pe baza cerinței de a asigura rezoluția necesară și imunitate la zgomot. În același timp, încearcă să facă ca incertitudinea semnalului să funcționeze într-o formă de creion în planul corespunzător cu un nivel minim de lobi laterali. Pentru a face acest lucru, sunt utilizate diferite tipuri complexe de modulație [ , , ]. Cele mai comune dintre acestea sunt: semnalele cu frecvență modulată; semnale cu mai multe frecvențe; semnale cu deplasare de fază; semnale cu modulație de fază de cod; semnale de frecvență discretă sau semnale cu modulație de frecvență de cod; semnale compozite cu modulație de frecvență codificată și un număr de semnale care sunt o combinație a mai multor tipuri de modulație. Cu cât vârful principal al funcției de incertitudine a semnalului este mai îngust și nivelul lobilor laterali este mai mic, cu atât rezoluția și, respectiv, imunitatea la zgomot a radarului este mai mare. Termenul „imunitate la zgomot” în această lucrare înseamnă stabilitatea radarului la interferențe cauzate de reflexiile semnalului de sondare de la obiecte care nu sunt ținte și situate în afara stroboscopului analizat (frecvență, timp). Astfel de semnale din literatură sunt numite semnale cu o bază mare sau semnale cu bandă ultra-largă (UWB).
Una dintre varietățile de semnale UWB sunt semnalele cu deplasare de fază, care reprezintă o secvență codificată de impulsuri radio, ale căror faze inițiale se modifică conform unei legi date. Secvențe de cod de lungime maximă sau M-secvențele au proprietăți foarte importante pentru radar:
· M-secvențele sunt periodice cu perioada , unde este numărul de impulsuri elementare din secvență; − durata unui impuls elementar;
· Nivelul lobilor laterali ai funcției de incertitudine pentru o secvență periodică este − , iar pentru un singur tren de impulsuri − ;
· Impulsurile dintr-o perioadă a secvenței, care diferă în faze, frecvențe, durate, sunt distribuite equiprobabil, ceea ce dă motive să considerăm aceste semnale ca pseudoaleatoare;
· Formare M-secvențele sunt efectuate destul de simplu pe registrele de deplasare, iar numărul de biți ai registrului este determinat de lungimea unei perioade a secvenței - din relația .
Scopul acestei lucrări este de a studia posibilitățile de reducere a nivelului lobilor laterali ai funcției de incertitudine a semnalelor modulate. M-secvente.
Formularea problemei.
Figura 1 prezintă un fragment al funcției de modulare format dintr-o secvență periodică (aici, două perioade M-secvente cu
).
Secțiunea transversală de-a lungul axei timpului a funcției de incertitudine a unui semnal radio modulat astfel M-secvența este prezentată în Fig.2. Nivelul lobilor laterali este de 1/7 sau minus 8,5 dB, conform teoriei.
Să luăm în considerare posibilitatea de a minimiza lobii laterali ai funcției de incertitudine a semnalului QKM. Se notează prin simbol M-secventa, a carei durata unei perioade este egala cu . În timp discret, cu condiția ca , algoritmul de calcul al elementelor șirului poate fi scris în următoarea formă:
(1)
Semnalul radio emis de localizator este produsul semnalului armonic purtător
, (2)
Unde
− vector de parametri, pe funcția de modulare (1) -
. (3)
Puterea semnalului este distribuită între lobii laterali ai funcției de incertitudine -
(4)
și petala principală -
, (5)
unde simbolul *− denotă operația de conjugare complexă, iar limitele integrării în domeniile timp și frecvență sunt determinate de tipul corespunzător de modulație a semnalului.
Atitudine
(6)
poate fi considerată ca o funcţie obiectivă a unei probleme de optimizare parametrică.
Algoritm pentru rezolvarea problemei.
Rezolvarea problemei de optimizare (6) este estimarea parametrului -
, (7)
unde este domeniul vectorului.
Modul tradițional de a calcula estimarea (7) este de a rezolva sistemul de ecuații -
. (8)
Soluția analitică (8) se dovedește a fi destul de laborioasă, așa că folosim procedura de minimizare numerică bazată pe metoda Newton
, (9)
unde este valoarea care determină lungimea pasului procedurii de căutare a extremului funcţiei obiectiv .
O modalitate de a calcula lungimea pasului este de a calcula:
. (10)
În cel mai simplu caz, când vectorul este compus dintr-un parametru, de exemplu, sau , semnalul de sondare este format relativ simplu. În special, la optimizarea funcției obiectiv în raport cu parametrul, semnalul este format în conformitate cu relația
. (11)
Pe fig. 3 prezintă un fragment al modulului funcţiei de autocorelare a semnalului (11) la , care corespunde semnalului radio FKM fără modulaţie de fază intrapulsă.
Nivelul lobului lateral al acestei funcții corespunde limitei teoretice egală cu , unde . Pe fig. 4 prezintă un fragment din modulul funcţiei de autocorelare a semnalului (11) cu parametrul obţinut prin optimizarea funcţiei (). Nivelul lobului lateral în acest caz este de minus 150 dB. Același rezultat se obține cu modulația de amplitudine M-secvente. Pe fig. 5 prezintă forma unui astfel de semnal la valoarea optimă a .
Orez. 5. Fragment de semnal PCM modulat în amplitudine
În acest caz, semnalul de sondare este format în conformitate cu algoritmul
. (12)
Modulația simultană amplitudine-fază duce la o scădere a lobului lateral cu un alt ordin de mărime. Nu este posibilă atingerea nivelului zero al lobului lateral din cauza erorilor de calcul inevitabile ale procedurii recurente de minimizare a funcției obiectiv (), care nu permit găsirea adevăratei valori a parametrului , ci doar vecinătatea acestuia - . Pe fig. 6 arată dependența valorilor coeficienților optimi de modulare a fazei de parametrul care determină lungimea secvenței.
Orez. 6. Dependența defazării optime de lungime M- secvente
Din fig. Se poate observa din Fig. 6 că, pe măsură ce lungimea secvenței crește, valoarea defazării optime tinde asimptotic spre zero și la , putem presupune că semnalul optim cu modulația de fază intra-puls practic nu diferă de cel obișnuit. semnal PCM. Studiile arată că, odată cu creșterea lungimii perioadei de modulare a PSS, sensibilitatea relativă la distorsiunea semnalului va scădea.
Un criteriu analitic pentru alegerea lungimii limitei unei secvențe poate fi următoarea relație
, (13)
unde este un număr care determină posibilitatea implementării tehnice a semnalului cu modulaţie intra-pulsă în echipament.
Estimarea oportunității complicației semnalului.
Complicarea inevitabilă a semnalului cu o scădere a lobilor laterali ai funcției de autocorelare înăsprește în mod semnificativ cerințele pentru dispozitivele de modelare și căile de transmisie a semnalului. Deci, cu o eroare de setare a factorului de fază de o miime de radian, nivelul lobului lateral crește de la minus 150 dB la minus 36 dB. Cu modularea în amplitudine, eroarea relativă la valoarea optimă a coeficientului Aîntr-o miime duce la o creștere a lobului lateral de la -150 dB la -43 dB. Dacă erorile de setare a parametrilor sunt de 0,1 din optim, care poate fi implementat în echipament, atunci lobul lateral al funcției de incertitudine va crește la minus 15 dB, ceea ce este cu 7 - 7,5 dB mai bun decât în absența fazei suplimentare și modulație de amplitudine.
Pe de altă parte, este posibil să se reducă lobul lateral al funcției de incertitudine fără a complica semnalul prin creșterea . Deci, atunci când nivelul lobului lateral va fi de aproximativ minus 15 dB. Trebuie remarcat faptul că semnalele PCM convenționale (adică fără modulație AM-PM suplimentară) sunt, de asemenea, sensibile la erorile care apar în timpul formării lor. Prin urmare, lungimea M-secvențele din aparatele radar reale nu pot fi mărite nici la infinit.
Să luăm în considerare efectul erorilor care apar în echipamente în timpul formării, transmiterii, recepției și procesării semnalelor radio PCM asupra proprietăților acestora.
Evaluarea influenței erorilor în formarea semnalului PCM asupra proprietăților acestuia.
Întregul set de factori care afectează caracteristicile semnalului poate fi împărțit în două grupe: fluctuație și determinist.
Factorii de fluctuație includ: instabilitatea fază-frecvență a generatoarelor de referință; zgomote de diferite tipuri; scurgeri de semnale de la transmițător direct la intrarea receptorului și, după procesarea corelației cu semnalul de referință, formând procese asemănătoare zgomotului și alți factori.
Factorii determiniști includ: lățimea de bandă insuficientă a circuitelor de formare; asimetria funcției de modulare; incoerența funcției de modulare și a undei purtătoare; diferența de formă a semnalelor de referință și de palpare etc.
Într-o formă mai generală, expresia analitică pentru un semnal modulat de un pseudo-aleatoriu M- succesiune, reprezintă sub formă
, (14)
Unde ; - amplitudine constantă; sau p- faza semnalului; N=2k-1; k-întreg; - durata impulsului elementar care formează succesiunea.
Funcția sa de corelare bidimensională este scrisă astfel:
(15)
la
, , iar spectrul său normalizat este prezentat în Fig.7. Aici, pentru claritate, este prezentat un fragment al axei frecvenței, unde sunt concentrate principalele componente ale spectrului de semnal. O trăsătură caracteristică a unui astfel de semnal, după cum se poate vedea din Fig. 7, este nivelul redus al undei purtătoare nemodulate, care tinde spre zero în cazul ideal.
Fig.7. Spectru de semnal normalizat
Lățimea de bandă largă a spectrului și absența oscilațiilor periodice nemodulate fac posibilă implementarea algoritmilor de detectare și identificare a obiectelor în sistemele de localizare, cum ar fi atunci când semnalul util este atenuat în obstacole cu 40-50 dB și nivelurile de interferență corelate depășesc semnalul cu 50-70 dB.
Orez. 8. Densitatea spectrală a semnalului distorsionat
În cazul în care distorsiunile semnalului sunt date de funcții deterministe în coordonatele deplasare Doppler - întârziere, este mai convenabil să se ia în considerare influența lor asupra parametrilor funcției de autocorelare a semnalului, de exemplu, sub forma următoarei erori. funcții.
Deci, pentru un semnal pseudo-aleatoriu cu deplasare de fază cu N=15, dependența nivelului lobului lateral rezidual al funcției de autocorelare de lățimea de bandă a circuitelor de formare și a traseului radio este prezentată în Fig. 9.
Fig.9. Dependența nivelului lobului lateral ACF de lățimea de bandă
transmiterea traseului de formare pt k=4
Aici, de-a lungul axei y, este trasată valoarea, care determină nivelul maxim realizabil al lobului lateral al funcției de autocorelare - - un semnal modulat de un pseudo-aleatoriu M- prin succesiune, iar de-a lungul abscisei - raportul dintre lățimea de bandă a circuitului de formare și valoarea maximă a frecvenței spectrului efectiv al semnalului, exprimată în procente. Punctele de pe grafic arată valorile nivelului lobului lateral ACF obținut prin simularea numerică a efectelor instrumentale. După cum se poate observa din Fig. 9, în absența distorsiunilor de frecvență în căile radio, nivelul lobului lateral al ACF al semnalului a modulat în faza SRP periodică cu o perioadă. N, este – 1/ N. Aceasta corespunde limitei teoretice cunoscute. La limitarea spectrului semnalului modulat, nivelul lobului lateral crește și la o limită de 50% atinge nivelul , ceea ce corespunde unei funcții de autocorelare neperiodică. Limitarea suplimentară a spectrului de semnal radio duce la prăbușirea aproape completă a ACF și, ca urmare, la imposibilitatea utilizării semnalului în scopuri practice.
Distorsiunile în spectrul semnalului emis de locator și oscilațiile de referință care intră în corelator din cauza asimetriei dintre nivelurile pozitive și negative și duratele oscilațiilor modulante duc la o creștere semnificativă a interferenței în lobii laterali ACF și o deteriorare a rezoluția spațială și caracteristicile de detecție ale locatorului. Dependența nivelului lobului lateral de coeficientul de asimetrie este prezentată în Fig. 10
Coeficientul de asimetrie a fost definit ca
, (16)
unde este durata unui puls elementar nedistorsionat, care se formează M- succesiune; indicii „+” și „−” înseamnă durata pulsului elementar pozitiv și negativ cu distorsiuni asimetrice.
Fig.10. Dependența nivelului lobului lateral ACF de mărimea distorsiunilor asimetrice ale semnalului pt k=4.
Concluzie.
Alegerea semnalului și gradul de complexitate al funcției de modulare a acestuia este determinată în primul rând de natura sarcinilor pentru care este destinat radarul. Utilizarea unui semnal PCM destul de complex cu modulare intrapuls necesită crearea de echipamente de precizie, ceea ce va duce inevitabil la o creștere semnificativă a costului de proiectare, dar în același timp va permite crearea de unități universale care pot fi utilizate atât în radarul pentru salvatori și în radarul pentru detectarea obiectivelor cu zbor rapid. Această posibilitate apare deoarece caracteristicile unui semnal complex cu o lungime de secvență scurtă, adică. frecvența mare de repetare a parcelelor, vă permit să aveți rezoluția necesară și imunitate la zgomot cu posibilitatea de a măsura frecvențele Doppler într-un interval mai larg. În plus, construcția sistemelor radar cu radiație continuă și modulare de fază pseudo-aleatorie a undei purtătoare necesită o analiză detaliată și luarea în considerare a tuturor factorilor care provoacă distorsiuni ale semnalului atât pe căile de transmisie, cât și pe cele de recepție ale locatorului. Contabilitatea factorilor de distorsionare se reduce la rezolvarea problemelor de inginerie pentru a asigura o lățime de bandă suficientă, stabilitatea parametrilor electrici și stabilitatea caracteristicilor căilor de formare. În acest caz, semnalele radar de sondare trebuie să fie coerente cu semnalele modulante și auxiliare. În caz contrar, sunt necesare astfel de soluții tehnice care să minimizeze distorsiunile diferențelor dintre oscilațiile radiate și de referință. Una dintre modalitățile posibile de implementare a unor astfel de soluții tehnice este introducerea de restricții simetrice asupra amplitudinii semnalelor în treptele de ieșire ale emițătorului și la intrarea corelatorului receptor. În acest caz, deși o parte din energia semnalului este pierdută, este posibil să se formeze un ACF al semnalului modulat cu parametri acceptabili. Astfel de soluții tehnice sunt acceptabile în radarele portabile, unde costul și dimensiunile sistemului joacă un rol decisiv.
Cea mai promițătoare în prezent, din punctul de vedere al autorilor, ar trebui considerată construcția de dispozitive de generare și procesare a semnalelor radio cu o structură complexă pentru echipamente radar, bazate pe procesoare de semnal de mare viteză care funcționează la frecvențe de ceas de câțiva gigaherți. . Diagrama bloc a radarului cu această abordare devine extrem de simplă. Acestea sunt un amplificator de putere liniar, un amplificator receptor liniar cu zgomot redus și un procesor cu periferice. O astfel de schemă permite nu numai să realizeze aproape complet proprietățile semnalelor inerente structurii lor fine, ci și să creeze sisteme radar ușor de configurat tehnologic, în care procesarea informațiilor se bazează pe algoritmi optimi.
Literatură
1. Frank U.A., Kratzer D.L., Sullivan J.L. Radarul de două lire // RCA Ing.- 1967. Nr 2; P.52-54.
2. Radar Doppler pentru recunoaștere la sol. Ser. Teh. mijloace de recunoaștere. plafon de serviciu. stat // VINITI. - 1997. - Nr. 10. - S. 46-47.
3. Nordwall Bruce D.Radarul cu bandă ultra-largă detectează minele îngropate // Aviat. Săptămâna și Tehnologia Spațială- 1997. Nr 13.-P. 63-64.
4. Sytnik O.V., Vyazmitinov I.A., Myroshnychenko Y.I. Caracteristicile dezvoltării radarului pentru detectarea persoanelor sub obstacole // Inginerie de telecomunicații și radio.¾ 2004. ¾ . Estimarea erorilor de implementare Efectul asupra caracteristicilor semnalului radar pseudorandom // Inginerie de telecomunicații și radio.¾ 2003. ¾ Vol.60, Nr. 1&2. ¾ p. 132–140.
9. Manual de radar / Ed. M. Skolnik. Pe. din engleza. Ed. K.N.Trofimova. , M.: Sov. radio, 1978, Vol.3. 528s.
Semnalele de raft larg includ, de asemenea, semnale cu o frecvență de modulație liniară intra-puls (chirp). Poate fi prezentat sub formă
unde φ(t) este faza totală.
Frecvența din interiorul pulsului se modifică conform următoarei legi
,
unde Δf este abaterea de frecvență.
Faza totală la momentul t se obține prin integrarea frecvenței:
Astfel, faza totală a semnalului se modifică conform unei legi pătratice. Ținând cont de faza completă a ciripitului, semnalul poate fi scris în următoarea formă
baza de semnal 
. Aspectul semnalului LFM - este prezentat în Fig. 4.179.
Procesarea optimă a semnalului de ciripit necesită prezența unui filtru potrivit cu o caracteristică care este oglindă în raport cu semnalul. Dintre filtrele analogice, aceasta este o linie de întârziere dispersivă, în care timpul de întârziere depinde de frecvență.
În Fig. 4.180 este prezentată o diagramă simplificată a unui filtru potrivit pentru un semnal de ciripit.
Spectrul semnalului de la ieșirea filtrului potrivit este găsit prin formulă
unde K(jω) este funcția de transfer a filtrului potrivit;
S(jω) este spectrul semnalului de ciripit extern.
Aspectul spectrului S(jω) este prezentat în Fig. 4.181
unde este momentul în care apare semnalul maxim de ieșire;
K este o constantă.
Lăsând modulul densității spectrale să fie egal cu o valoare constantă, obținem
unde B este amplitudinea componentelor spectrale.
Conform teoremei lui Parseval
Semnalul la ieșirea filtrului potrivit în domeniul timpului este găsit folosind transformata Fourier a planului spectral
Integrand peste frecvente pozitive si separand partea activa, obtinem
Astfel, impulsul de ieșire a devenit K compresi ori mai îngust decât cel de intrare, iar amplitudinea lui a crescut cu un factor de.
Aspectul pulsului este prezentat în Fig.4.172
Lățimea lobului principal la zerouri este 2/Δf, iar la nivelul 0,64-1/Δf. Raportul de compresie pentru acest nivel va fi egal cu
Diagrama de incertitudine a semnalului-chirp este prezentată în Fig.4.183.
Cu lățimea de bandă ocupată, ciripitul este cel mai bun semnal pentru rezoluția în timp.
Mecanismul de comprimare a semnalului în filtrul optim poate fi explicat după cum urmează. Filtrul optim întârzie componentele spectrale pentru un timp:
(4.104)
unde este frecvența medie;
abaterea de frecvență;
Durata pulsului;
Timpul pentru a atinge pulsul maxim comprimat.
Dependența timpului de întârziere de frecvență (4.104) este prezentată în Fig.4.184. Timpul de întârziere este o funcție care descrește liniar a frecvenței. Dependența timpului de întârziere de frecvență se numește dispersie.
La momentul t, frecvența instantanee a semnalului la intrarea filtrului este egală cu . Oscilatia acestei frecvente ajunge la iesirea filtrului cu o intarziere de , i.e. in clipa . Să definim acest moment:
În consecință, toate componentele spectrale ale semnalului (indiferent de frecvența lor) sunt întârziate în filtru pentru un astfel de timp încât ajung la ieșirea acestuia simultan în timp . Ca rezultat al adunării aritmetice, se formează un vârf de semnal de vârf (Fig. 4.185).
Forma impulsului radio comprimat în absența nepotrivirii frecvenței este determinată de spectrul de amplitudine-frecvență al semnalului de intrare. Spectrul de fază, în acest caz, este compensat de răspunsul de fază al filtrului și nu afectează forma semnalului de intrare. Compensarea spectrului de fază al semnalului este motivul principal
compresie temporală, rezultând o suprapunere consistentă a componentelor armonice.
Procesarea semnalului FKM
Semnal manipulat prin cod de fază - un semnal pulsat, împărțit în impulsuri paralele, fiecare dintre ele având propria sa fază inițială (Fig. 4.186)
Pentru un astfel de semnal, relația
unde N este numărul de impulsuri parțiale din semnal;
Δf este lățimea spectrului de semnal.
Codurile de fază sunt de obicei binare, dar pot fi mai complexe. FKM - semnalul poate fi reprezentat ca un pachet de impulsuri coerente. Pentru un astfel de pachet, detectorul optim este prezentat în Fig. 4.187
Caracteristicile schemei sunt următoarele:
· Întârziere între prizele adiacente ale liniei, întârzierea trebuie să fie egală cu durata impulsului parțial τ 1 ;
· Schimbătoarele de fază trebuie incluse în unele atingeri ale liniei de întârziere pentru a asigura sumarea în modul comun a semnalelor.
Schema bloc a detectorului optim FKM - semnal este prezentată în Fig. 4.188
În diagramă sunt prezentate: PV - defazatoare; SF este un filtru potrivit. Figurile 4.189 și 4.190 prezintă diagrame ale detectorului optim și diagrame de tensiune pentru un semnal format din trei impulsuri parțiale.
Unul dintre principalii parametri care caracterizează sistemul radar este coeficientul de discriminare, care este definit ca raportul dintre puterea minimă a semnalului la intrarea receptorului P min și puterea de zgomot.
Caracteristicile de detectare depind de energia semnalului
Impulsurile radio FKM sunt caracterizate printr-o schimbare bruscă de fază în puls conform unei anumite legi, de exemplu (Fig. 1.66):
– cod de semnal cu trei elemente
- legea schimbării fazei
sau un semnal cu șapte elemente (Fig. 1.67):
Astfel, putem concluziona:
· Semnalele ASF cu ciripit sunt continue.
· Anvelopa ASF este determinată de forma anvelopei semnalului.
· Valoarea maximă a ASF este determinată de energia semnalului, care la rândul său este direct proporțională cu amplitudinea și durata semnalului.
Lățimea spectrului este 
unde abaterea de frecvență și nu depinde de durata semnalului.
Baza semnalului (factor de bandă largă) poate fi n>>1. Prin urmare, semnalele ciripit se numesc bandă largă.
Impulsurile radio FKM cu o durată sunt un set de impulsuri radio elementare care urmează unul după altul fără intervale, durata fiecăruia dintre ele fiind aceeași și egală cu . Amplitudinile și frecvențele impulsurilor elementare sunt aceleași, iar fazele inițiale pot diferi prin (sau cu o altă valoare). Legea (codul) alternanței fazelor inițiale este determinată de scopul semnalului. Au fost dezvoltate coduri corespunzătoare pentru impulsurile radio FKM utilizate în radar, de exemplu:
1, +1, -1 - coduri cu trei elemente
- două variante ale codului cu patru elemente
1 +1 +1, -1, -1, +1, -2 - cod cu șapte elemente
Densitatea spectrală a impulsurilor codificate este determinată folosind proprietatea de aditivitate a transformării Fourier ca sumă a densităților spectrale ale impulsurilor radio elementare.
raman in prezent relevanteîn radar, sarcina de rezoluție, iar în sistemele de transmisie a informațiilor, sarcina de a distinge semnalele.
Pentru a rezolva aceste probleme, este posibil să se utilizeze semnale PCM codificate prin ansambluri de funcții ortogonale, care, după cum se știe, au corelație încrucișată zero.
Pentru a rezolva semnale în radar, poate fi utilizat un semnal de explozie, fiecare impuls fiind codificat de unul dintre rândurile unei matrice ortogonale, cum ar fi o matrice Vilenkin-Chrestenson sau Walsh-Hadamard. Aceste semnale au caracteristici bune de corelare, ceea ce le permite să fie utilizate pentru sarcinile de mai sus. Pentru a distinge semnalele din sistemele de transmisie de date, puteți utiliza același semnal cu un ciclu de lucru egal cu unul.
În acest caz, matricea Vilenkin-Chrestenson poate fi utilizată pentru a forma o polifază ( p-faza) a semnalului FKM, și matricea Walsh-Hadamard, ca caz special al matricei Vilenkin-Chrestenson pentru numărul de faze egal cu două, pentru a forma un semnal bifazic.
Se știe că semnalele polifazate au imunitate ridicată la zgomot, secret structural și un nivel relativ scăzut de lobi laterali ai funcției de autocorelare. Cu toate acestea, pentru a procesa astfel de semnale, este necesar să se cheltuiască mai multe operații algebrice de adunare și înmulțire din cauza prezenței părților reale și imaginare ale eșantioanelor de semnal, ceea ce duce la o creștere a timpului de procesare.
Sarcinile de discriminare și rezoluție pot fi agravate de deplasarea Doppler a priori necunoscută a frecvenței purtătoare din cauza mișcării relative a sursei de informații și a abonatului sau a radarului și a țintei, ceea ce complică și procesarea semnalelor în timp real datorită la prezența canalelor suplimentare de procesare Doppler.
Pentru a procesa semnalele de mai sus cu un aditiv de frecvență Doppler, se propune utilizarea unui dispozitiv care constă dintr-un registru de intrare, un procesor de conversie discret, un bloc de legătură încrucișată și un set de blocuri identice de generare a semnalului ACF, care sunt conectate în serie shift. registre.
Dacă luăm matricea ortogonală Vilenkin-Chrestenson pentru procesarea unui semnal de explozie polifazată ca matrice de bază, atunci transformarea discretă se va transforma într-o transformată Vilenkin-Chrestenson-Fourier discretă.
Deoarece Deoarece matricea Vilenkin-Chrestenson poate fi factorizată folosind algoritmul Goode, transformarea discretă Vilenkin-Chrestenson-Fourier poate fi redusă la transformarea rapidă Vilenkin-Chrestenson-Fourier.
Dacă luăm ca matrice de bază matricea ortogonală Walsh-Hadamard - un caz special al matricei Vilenkin-Chrestenson pentru procesarea unui semnal de explozie bifazic, atunci transformarea discretă se va transforma într-o transformată Walsh-Fourier discretă, care poate fi redusă prin factorizare. la transformarea rapidă Walsh-Fourier.
