A PCM impulzus egy téglalap alakú rádióimpulzus a belső fáziskód-kulcsolás (vivőhullám) nagyfrekvenciás kitöltésében.
A manipuláció ugyanaz, mint a paraméterugrásos moduláció.
Az FKM impulzus szomszédos téglalap alakú rádióimpulzusok halmaza azonos T időtartammal, azonos amplitúdóval és azonos töltési frekvenciával.
Ezen impulzusok RF-kitöltésének kezdeti fázisa csak két értéket vehet fel: 0 vagy π. Ezeknek az értékeknek a váltakozása impulzusról impulzusra egy bizonyos kódnak engedelmeskedik.
A kód kiválasztása a legjobb ACF jel megszerzésének feltétele alapján történik.
Tekintsünk egy példát egy n elemi jel térfogatú FKM impulzusra, ahol a fázismanipulációt Barker-kód hajtja végre.
A PCM impulzus spektrumának szélességét a T elemi impulzus időtartama határozza meg és
Az FCM egy összetett jel. Alapját az n impulzusok száma határozza meg (n>>1).
Végezzünk el egy FKM impulzussal illesztett lineáris szűrő szintézisét a kívánt impulzusválasz szerint.
Az impulzusválasz a bemeneti jel tükörképe.
(t) feltételes képe:
Mint látható, a szintetizált optimális szűrő impulzusválasza is egy FKM impulzus, amelynek kódja a jelkód tükörképe, ezért a szűrőnk válasza a δ-impulzusra n téglalap alakú rádióimpulzus lesz. azonos időtartammal, amplitúdóval és frekvenciával szomszédosak.
Az RF töltőimpulzusok kezdeti fázisa impulzusonként változik a tükörkódnak megfelelően.
A teszt azt mutatta, hogy a szűrőnk optimális erre a jelre.
Határozzuk meg a kapott optimális szűrő válaszát egy adott PCM impulzusra. Ismeretes, hogy az optimális szűrő válasza követi a PCM impulzus ACF alakját
Az FKM impulzus feltételes képe
Az összeadó válaszának feltételes képe (jel az összeadó kimenetén).
Az összeadó kimenetén hét téglalap alakú rádióimpulzust is kapunk, amelyek egymástól egy T és intervallummal vannak elválasztva. Ezen impulzusok időtartama azonos és egyenlő T és.
Töltési gyakoriságuk azonos. A központi impulzus kezdeti feltöltési fázisa 0, a többié pedig π. A központi impulzus amplitúdója hétszer nagyobb, mint az összes többi impulzus amplitúdója.
Következtetés: az optimális szűrő kimenetén a PCM impulzushoz illesztett jel n egymás mellett lévő, azonos időtartamú, 2T háromszög alakú rádióimpulzus, azonos munkaciklussal és azonos kezdeti fázissal, valamint a központi impulzus amplitúdójával ( főlebeny) hétszer magasabb, mint a többi impulzusban (oldallebeny).
Kiderült, hogy az optimális szűrőben a fáziskódos kulcsozást amplitúdó-eltolásos kulcsozássá alakították át.
Amint láthatja, egy FKM impulzus hét háromszögimpulzussá alakult: egy központi és hat oldalsó impulzussá.
Lehetetlen teljesen kizárni az oldallebenyeket, nincsenek ilyen kódok. A Barker-kód az összes kód közül a legjobb az oldalsó amplitúdó és a központi amplitúdó arányát tekintve.
Sajnos a Barker-kód hossza nem lehet nagyobb 13-nál.
Nagy jelbázis eléréséhez széles körben használják maximális hosszúságú szekvenciakódként (M-szekvenciák).
Ha az optimális szűrő kimeneti jelének időtartamát a maximumtól 0,5-re számoljuk, akkor kiderül, hogy ez az időtartam egyenlő T és \u003d T c / n (n-bázis), tehát az optimális A szűrő időben a bemeneti jelet az alapértékkel megegyező számú alkalommal tömöríti.
A komplex jel tömörítésének hatása az optimális szűrőben lehetővé teszi, hogy a jel alapjával megegyező számú alkalommal növekedjen, jelfelbontás időben.
Az időfelbontás két, egymáshoz képest bizonyos ideig eltolt jel külön megfigyelésének lehetőségét jelenti.
Az optimális szűrő bemenetén a jelek külön-külön is megfigyelhetők, ha T s-nál nagyobb mértékben eltolódnak egymáshoz képest.
Az optimális szûrõ után a jelek külön-külön is megfigyelhetõk, ha egymáshoz képest nagyobb mértékben eltolódnak, mint T és.
Az összetett jelek előnyei:
1) Optimális szűréssel a bázissal megegyező jel-zaj erősítést kapunk. Ez azt jelenti, hogy a kommunikációs rendszer a bemeneten alacsony jel-zaj arány mellett tud működni. Ez ad:
Távolról (űrből) tud jelet fogadni;
Lehetőség van rejtett kommunikációra.
2) Komplex jelek, például FKM, használatával lehetséges a kommunikációs csatornák kód szerinti szétválasztása.
3) Az összetett jeleknek köszönhetően megoldhatóak a kommunikáció és a helymeghatározás örökös problémái, például ismert, hogy a kommunikációs hatótávolság növeléséhez az átvitt jel energiájának növelésére van szükség. Ha téglalap alakú rádióimpulzussal dolgozik, az energiát az impulzus amplitúdója és a jel időtartama határozza meg. Az átvitt impulzus amplitúdója nem növelhető a végtelenségig, ezért az impulzus időtartama megnő. A jel időtartamának növelése azonban rontja a jel felbontását időben.
Az összetett jelek használata lehetővé teszi ezen mennyiségek szétválasztását: az energia a T s jel időtartamától, a jel felbontása pedig a jelbázis értékétől függ n=T s /T és.
6. szakasz
UDC 621.396.96:621.391.26
Radar hatékonyságnövelő módszer az optikailag átlátszatlan korlátok mögötti emberek észlelésére
O. V. Szitnik I. A. Vjazmitinov, E. I. Mirosnyicsenko, Yu. A. Kopilov
Sugárfizikai és Elektronikai Intézet. A. Ya. Usikova Ukrajna NAS
Megvizsgáljuk a szondázó jelek FKM autokorrelációs függvényének oldallebeny-szintjének csökkentésének lehetőségeit és gyakorlati megvalósításának problémáit a berendezésekben. Optimális fázis-amplitúdójú impulzuson belüli modulációt javasolunk, amely lehetővé teszi az oldallebenyek csökkentését és egyidejűleg a szondázási kitörések ismétlési gyakoriságának növelését. Megvizsgálják az ilyen jelek jellemzőit befolyásoló tényezőket, és javaslatot tesznek a berendezésekben való megvalósíthatóságukra.
Bevezetés.
Az optikailag átlátszatlan akadályok mögé rejtett objektumok észlelésére tervezett, kvázi folyamatos vizsgálójellel rendelkező radarban a jelfeldolgozás algoritmusai általában az optimális korrelációs feldolgozás vagy az illesztett szűrés elvén alapulnak [–].
Az ilyen radarok hangjelzéseit a szükséges felbontás és zajtűrés követelménye alapján választják ki. Ugyanakkor egy ceruza jelbizonytalansági függvényét igyekeznek a megfelelő síkban kialakítani minimális oldallebeny-szinttel. Ehhez különféle komplex típusú modulációkat [ , , ] alkalmaznak. Ezek közül a leggyakoribbak: frekvenciamodulált jelek; többfrekvenciás jelek; fáziseltolásos jelek; jelek kód fázismodulációval; diszkrét frekvenciájú jelek vagy kódfrekvencia-modulációval rendelkező jelek; összetett jelek kódolt frekvenciamodulációval és számos jel, amelyek többféle moduláció kombinációját jelentik. Minél keskenyebb a jelbizonytalansági függvény főcsúcsa és minél alacsonyabb az oldallebenyeinek szintje, annál nagyobb a radar felbontása, illetve zajtűrése. A "zajtűrőképesség" kifejezés ebben a munkában a radar stabilitását jelenti az olyan interferenciával szemben, amelyet a nem célpontnak minősülő, a vizsgált villogón kívül elhelyezkedő objektumok szondázási jelének visszaverődése okoz (frekvencia, idő). Az ilyen jeleket a szakirodalom nagy bázisú jeleknek vagy ultraszéles sávú jeleknek (UWB) nevezi.
Az UWB jelek egyik változata a fáziseltolásos kulcsú jelek, amelyek rádióimpulzusok kódolt sorozatát képviselik, amelyek kezdeti fázisai egy adott törvény szerint változnak. Maximális hosszúságú kódsorozatok ill M- a szekvenciák nagyon fontos tulajdonságokkal rendelkeznek a radar számára:
· M-a sorozatok periodikusak periódussal, ahol a sorozat elemi impulzusainak száma; − elemi impulzus időtartama;
· A bizonytalansági függvény oldallebenyeinek szintje periodikus sorozat esetén − , egyetlen impulzussorozat esetén − ;
· A sorozat egy periódusában a fázisokban, frekvenciákban, időtartamokban eltérő impulzusok egyenlő eloszlásúak, ami okot ad arra, hogy ezeket a jeleket pszeudo-véletlennek tekintsük;
· Képződés M-a szekvenciákat egészen egyszerűen a shift regisztereken hajtják végre, és a regiszter bitjeinek számát a sorozat egy periódusának hossza határozza meg - a relációból.
A munka célja, hogy megvizsgálja a modulált jelek bizonytalansági függvénye oldallebenyeinek szintjének csökkentésének lehetőségeit. M- szekvenciák.
A probléma megfogalmazása.
Az 1. ábra a moduláló függvény egy szakaszát mutatja, amelyet egy periodikus sorozat (itt két periódus) alkot M-szekvenciák -val
).
Az ilyen módon modulált rádiójel bizonytalansági függvényének időtengely menti keresztmetszete M-szekvencia a 2. ábrán látható. Az oldallebeny szintje 1/7, vagyis mínusz 8,5 dB, ahogy azt az elmélet jósolja.
Tekintsük a QKM-jel-bizonytalansági függvény oldallebenyeinek minimalizálásának lehetőségét. Jelölje szimbólummal M-sorozat, amelynek egy periódusának időtartama egyenlő. Diszkrét időben, feltéve, hogy a sorozat elemeinek kiszámítására szolgáló algoritmus a következő formában írható fel:
(1)
A lokátor által kibocsátott rádiójel a vivőharmonikus jel szorzata
, (2)
Ahol
− paramétervektor, a moduláló függvényen (1) -
. (3)
A jelteljesítmény megoszlik a bizonytalansági függvény oldallebenyei között -
(4)
és a fő szirom -
, (5)
ahol a *− szimbólum a komplex konjugáció működését jelöli, és az integráció határait az idő- és frekvenciatartományban a megfelelő jelmoduláció határozza meg.
Hozzáállás
(6)
paraméteres optimalizálási probléma célfüggvényének tekinthető.
Algoritmus a probléma megoldásához.
A (6) optimalizálási feladat megoldása a paraméter becslése -
, (7)
ahol a vektor tartománya.
A (7) becslés kiszámításának hagyományos módja az egyenletrendszer megoldása -
. (8)
Az analitikus megoldás (8) meglehetősen munkaigényesnek bizonyul, ezért a Newton-módszeren alapuló numerikus minimalizálási eljárást alkalmazzuk.
, (9)
ahol az az érték, amely meghatározza a célfüggvény szélsőértékének keresési eljárás lépéshosszát.
A lépéshossz kiszámításának egyik módja a következő kiszámítása:
. (10)
A legegyszerűbb esetben, amikor a vektor egy paraméterből áll, például vagy , a vizsgálójelet viszonylag egyszerűen képezzük. Különösen a célfüggvény paraméterre vonatkozó optimalizálásakor a jel az összefüggésnek megfelelően alakul ki
. (11)
ábrán. A 3. ábrán a (11) jel autokorrelációs függvényének moduljának egy töredéke látható, amely megfelel az FKM rádiójelnek intraimpulzusos fázismoduláció nélkül.
Ennek a függvénynek az oldallebeny-szintje az elméleti határértéknek felel meg, ahol , ahol . ábrán. A 4. ábra a (11) jel autokorrelációs függvényének modulját mutatja a (11) függvény optimalizálásával kapott paraméterrel. Az oldalsó szint ebben az esetben mínusz 150 dB. Ugyanezt az eredményt kapjuk amplitúdómodulációval is M- szekvenciák. ábrán. Az 5. ábra egy ilyen jel formáját mutatja az optimális érték mellett.
Rizs. 5. A PCM jel amplitúdójában modulált töredéke
Ebben az esetben a szondázási jelet az algoritmusnak megfelelően alakítjuk ki
. (12)
Az egyidejű amplitúdó-fázis moduláció az oldallebeny további nagyságrenddel történő csökkenéséhez vezet. Az oldallebeny nulla szintjét nem lehet elérni a célfüggvény minimalizálására szolgáló ismétlődő eljárás elkerülhetetlen számítási hibái miatt (), amelyek nem teszik lehetővé a paraméter valódi értékének megtalálását, csak a szomszédságát - . ábrán. A 6. ábra az optimális fázismodulációs együtthatók értékeinek függését mutatja a sorozat hosszát meghatározó paramétertől.
Rizs. 6. Az optimális fáziseltolódás függése a hossztól M- sorozatok
ábrából. A 6. ábrán látható, hogy a sorozathossz növekedésével az optimális fáziseltolódás értéke aszimptotikusan nullára hajlik, és -nél feltételezhetjük, hogy az optimális jel impulzuson belüli fázismodulációval gyakorlatilag nem tér el a hagyományostól. PCM jel. A vizsgálatok azt mutatják, hogy a moduláló PSS periódusának növekedésével a jeltorzításra való relatív érzékenység csökken.
Egy sorozat határhosszának megválasztásának analitikai kritériuma a következő összefüggés lehet
, (13)
ahol egy szám, amely meghatározza a jel technikai megvalósításának lehetőségét impulzuson belüli modulációval a berendezésben.
A jelszövődmény célszerűségének becslése.
A jel elkerülhetetlen szövődménye az autokorrelációs függvény oldallebenyeinek csökkenésével jelentősen szigorítja a formáló eszközök és jelátviteli utak követelményeit. Tehát egy ezred radián fázistényező beállítási hibájával az oldalsó szint mínusz 150 dB-ről mínusz 36 dB-re nő. Amplitúdó moduláció esetén az együttható optimális értékéhez viszonyított hiba A egy ezredrészben az oldalsó -150 dB-ről -43 dB-re való növekedéséhez vezet. Ha a paraméterek beállításánál a hibák 0,1-e az optimálisnak, ami a berendezésben megvalósítható, akkor a bizonytalansági függvény oldalsó sávja mínusz 15 dB-re nő, ami 7 - 7,5 dB-lel jobb, mint kiegészítő fázis hiányában, ill. amplitúdó moduláció.
Másrészt csökkenthető a bizonytalansági függvény oldallebenye anélkül, hogy a jelet bonyolítanánk a növeléssel. Tehát amikor az oldallebeny szintje körülbelül mínusz 15 dB lesz. Megjegyzendő, hogy a hagyományos (azaz további AM-PM moduláció nélküli) PCM jelek is érzékenyek a kialakulásuk során fellépő hibákra. Ezért a hossz M-a sorozatok a valódi radarberendezésekben sem növelhetők a végtelenségig.
Tekintsük a PCM rádiójelek kialakítása, továbbítása, vétele és feldolgozása során a berendezésekben fellépő hibák tulajdonságaira gyakorolt hatását.
A PCM jel képződésében fellépő hibák tulajdonságaira gyakorolt hatásának értékelése.
A jel jellemzőit befolyásoló tényezők teljes halmaza két csoportra osztható: fluktuációra és determinisztikusra.
Az ingadozási tényezők a következők: referenciagenerátorok fázis-frekvencia instabilitása; különböző típusú zajok; az adóból közvetlenül a vevő bemenetére szivárgó jelek és a referenciajellel való korrelációs feldolgozás után zajszerű folyamatokat és egyéb tényezőket hoznak létre.
A determinisztikus tényezők a következők: az alakító áramkörök elégtelen sávszélessége; a moduláló függvény aszimmetriája; a moduláló függvény és a vivőhullám inkoherenciája; különbség a referencia és a tapintó jelek alakjában stb.
Általánosabb formában egy pszeudo-véletlenséggel modulált jel analitikai kifejezése M- sorozat, ábrázolja a formában
, (14)
Ahol ; - állandó amplitúdó; vagy p- jelfázis; N=2k-1; k-egész szám; - a sorozatot alkotó elemi impulzus időtartama.
Kétdimenziós korrelációs függvénye a következőképpen írható:
(15)
nál nél
, , normalizált spektruma pedig a 7. ábrán látható. Itt az érthetőség kedvéért a frekvenciatengely egy töredéke látható, ahol a jelspektrum fő összetevői koncentrálódnak. Egy ilyen jel jellemző tulajdonsága, amint az a 7. ábrán látható, a modulálatlan vivőhullám csökkentett szintje, amely ideális esetben nullára hajlik.
7. ábra. Normalizált jelspektrum
A spektrum széles sávszélessége és a periodikus modulálatlan oszcillációk hiánya lehetővé teszi olyan algoritmusok megvalósítását a helymeghatározó rendszerekben lévő objektumok észlelésére és azonosítására, mint például amikor a hasznos jel az akadályokban 40-50 dB-lel gyengül, és a korrelált interferencia szintje meghaladja a jel 50-70 dB-lel.
Rizs. 8. A torz jel spektrális sűrűsége
Abban az esetben, ha a jeltorzításokat determinisztikus függvények adják meg a Doppler-eltolás - késleltetés koordinátáiban, kényelmesebb figyelembe venni azok hatását a jel autokorrelációs függvényének paramétereire, például a következő hiba formájában funkciókat.
Tehát egy fáziseltolásos kulcsú pszeudo-véletlen jelhez N=15, az autokorrelációs függvény maradék oldallebenyének szintjének az alakító áramkörök sávszélességétől és a rádióúttól való függését a ábra mutatja. 9.
9. ábra. Az ACF oldalsáv szintjének függése a sávszélességtől
az alakító út átvitele számára k=4
Itt az y tengely mentén ábrázoljuk azt az értéket, amely meghatározza az autokorrelációs függvény oldallebenyének maximális elérhető szintjét - pszeudo-véletlennel modulált jelet M- sorrendben és az abszcissza mentén - az alakító áramkör sávszélességének aránya a jel effektív spektrumának frekvenciájának maximális értékéhez viszonyítva, százalékban kifejezve. A grafikonon lévő pontok az ACF oldallebeny-szint értékeit mutatják, amelyeket a műszeres hatások numerikus szimulációjával kapunk. Amint a 9. ábrán látható, a rádióutak frekvencia torzulásainak hiányában a periodikus SRP fázisában periódussal modulált jel ACF oldallebenyének szintje. N, van – 1/ N. Ez megfelel az ismert elméleti határnak. A modulált jel spektrumának korlátozásakor az oldallebeny szintje megemelkedik, és 50%-os határértéknél eléri azt a szintet, amely egy nem periodikus autokorrelációs függvénynek felel meg. A rádiójel-spektrum további korlátozása az ACF szinte teljes összeomlásához vezet, és ennek eredményeként a jel gyakorlati célokra való felhasználásának ellehetetlenüléséhez vezet.
A lokátor által kibocsátott jel spektrumának torzulásai és a korrelátorba belépő referencia rezgések a pozitív és negatív szintek közötti aszimmetria és a moduláló oszcillációk időtartama miatt az interferencia jelentős növekedéséhez vezetnek az ACF oldallebenyekben és a a lokátor térbeli felbontása és észlelési jellemzői. Az oldallebeny-szint függését az aszimmetria együtthatótól a 10. ábra mutatja
Az aszimmetria együtthatót a következőképpen határoztuk meg
, (16)
ahol egy torzítatlan elemi impulzus képződésének időtartama M- utósorozat; a "+" és "-" indexek a pozitív és negatív elemi impulzus időtartamát jelentik aszimmetrikus torzításokkal.
10. ábra. Az ACF oldalsáv szintjének függősége az aszimmetrikus jeltorzítások nagyságától k=4.
Következtetés.
A jel megválasztását és moduláló funkciójának bonyolultsági fokát elsősorban a radar rendeltetése szerinti feladatok jellege határozza meg. A meglehetősen összetett PCM jel intraimpulzus modulációval történő alkalmazása precíziós berendezések létrehozását igényli, ami elkerülhetetlenül a tervezés költségeinek jelentős növekedéséhez vezet, ugyanakkor lehetővé teszi olyan univerzális egységek létrehozását, amelyek egyaránt használhatók. a mentők radarjában és a gyorsan repülő célokat észlelő radarban. Ez a lehetőség azért jelenik meg, mert a rövid sorozathosszú komplex jel jellemzői, pl. a parcellák ismétlődésének nagy gyakorisága lehetővé teszi a szükséges felbontás és zajvédelem elérését, a Doppler-frekvenciák szélesebb tartományban történő mérésének lehetőségével. Ezen túlmenően a folyamatos sugárzással és a vivőhullám pszeudo-véletlen fázismodulációjával rendelkező radarrendszerek felépítése minden olyan tényező részletes elemzését és figyelembevételét igényli, amely a helymeghatározó adási és vételi útján egyaránt jeltorzulást okoz. A torzító tényezők figyelembevétele a mérnöki problémák megoldására korlátozódik, hogy biztosítsák a megfelelő sávszélességet, az elektromos paraméterek stabilitását és az alakítási utak jellemzőinek stabilitását. Ebben az esetben a vizsgáló radarjeleknek koherensnek kell lenniük a moduláló és a segédjelekkel. Ellenkező esetben olyan műszaki megoldásokra van szükség, amelyek minimalizálják a kisugárzott és a referenciarezgés közötti különbség torzulást. Az ilyen műszaki megoldások megvalósításának egyik lehetséges módja a jelek amplitúdójára vonatkozó szimmetrikus korlátozások bevezetése az adó kimeneti fokozataiban és a vevőkorrelátor bemenetén. Ebben az esetben, bár a jelenergia egy része elvész, lehetséges a modulált jelből elfogadható paraméterekkel ACF-et képezni. Az ilyen műszaki megoldások a hordozható radarok esetében elfogadhatók, ahol a rendszer költsége és méretei döntő szerepet játszanak.
A szerzők szemszögéből jelenleg a legígéretesebbnek a radarberendezésekhez szükséges összetett szerkezetű rádiójelek generálására és feldolgozására szolgáló eszközök felépítése tekinthető, amelyek nagy sebességű, több gigahertzes órajel-frekvencián működő jelfeldolgozókon alapulnak. . A radar blokkdiagramja ezzel a megközelítéssel rendkívül egyszerűvé válik. Ezek egy lineáris teljesítményerősítő, egy alacsony zajszintű lineáris vevőerősítő és egy processzor perifériákkal. Egy ilyen séma nemcsak a jelek finom szerkezetében rejlő tulajdonságainak szinte teljes megvalósítását teszi lehetővé, hanem technológiailag könnyen konfigurálható radarrendszerek létrehozását is, amelyekben az információfeldolgozás optimális algoritmusokon alapul.
Irodalom
1. Frank U.A., Kratzer D.L., Sullivan J.L. The Twopound Radar // RCA Eng.- 1967. 2. sz.; P.52-54.
2. Doppler radar földi felderítéshez. Ser. Tech. a felderítés azt jelenti. tányérsapka. állapot // VINITI. - 1997. - 10. sz. - S. 46-47.
3. Nordwall Bruce D.Az ultraszéles sávú radar az eltemetett aknákat észleli // Aviat. Week és Space Technol- 1997. No. 13.-P. 63-64.
4. Sytnik O.V., Vyazmitinov I.A., Myroshnychenko Y.I. A radarfejlesztések jellemzői az akadályok alatti emberek észleléséhez // Távközlés és rádiótechnika.¾ 2004. ¾ . Az álvéletlenszerű radarjel jellemzőire gyakorolt implementációs hibák hatásának becslése // Távközlés és rádiótechnika.¾ 2003. ¾ Vol.60, No. 1&2. ¾ P. 132–140.
9. A radar kézikönyve / Szerk. M. Skolnik. Per. angolról. Szerk. K. N. Trofimova. , M.: Szov. rádió, 1978, 3. köt. 528s.
A szélessávú jelek közé tartoznak az impulzuson belüli lineáris modulációs frekvenciájú (csirip) jelek is. Formában is bemutatható
ahol φ(t) a teljes fázis.
Az impulzuson belüli frekvencia a következő törvény szerint változik
,
ahol Δf a frekvencia eltérése.
A teljes fázist t időpontban a frekvencia integrálásával kapjuk meg:
Így a jel teljes fázisa egy másodfokú törvény szerint változik. A csipogás teljes fázisát figyelembe véve a jel a következő formában írható fel
jelbázis 
. Az LFM - jel megjelenését a 4.179. ábra mutatja.
A csipogó jel optimális feldolgozásához egy illesztett szűrőre van szükség, amelynek jellemzője tükörképe a jelhez képest. Az analóg szűrők közül ez egy diszperzív késleltetési vonal, amelyben a késleltetési idő a frekvenciától függ.
Egy csipogó jelhez illesztett szűrő egyszerűsített diagramja látható a 4.180.
Az illesztett szűrő kimenetén lévő jel spektrumát a képlet határozza meg
ahol K(jω) az illesztett szűrő átviteli függvénye;
S(jω) a külső csipogó jel spektruma.
Az S(jω) spektrum megjelenését a 4.181. ábra mutatja
hol az a pillanat, amikor a maximális kimeneti jel megjelenik;
K konstans.
Ha a spektrális sűrűség modulusát egy állandó értékkel egyenlőnek hagyjuk, azt kapjuk
ahol B a spektrális komponensek amplitúdója.
Parseval tétele szerint
Az illesztett szűrő kimenetén lévő jelet az időtartományban a spektrális sík Fourier-transzformációjával találjuk meg
Pozitív frekvenciákon integrálva és az aktív részt leválasztva kapjuk
Így a kimeneti impulzus K-szor szűkebb lett, mint a bemeneti impulzus, és az amplitúdója a szorosára nőtt.
Az impulzus megjelenését a 4.172. ábra mutatja
A főlebeny szélessége nulláknál 2/Δf, szinten 0,64-1/Δf. Ennek a szintnek a tömörítési aránya egyenlő lesz
A csipogó jel bizonytalansági diagramja a 4.183. ábrán látható.
A foglalt sávszélesség mellett a csipogás a legjobb jel az időfelbontáshoz.
A jeltömörítési mechanizmus az optimális szűrőben a következőképpen magyarázható. Az optimális szűrő egy ideig késlelteti a spektrális komponenseket:
(4.104)
hol az átlagos gyakoriság;
frekvencia eltérés;
Impulzus időtartam;
A maximális tömörített impulzus elérésének ideje.
A késleltetési idő frekvenciától való függése (4.104) a 4.184. ábrán látható. A késleltetési idő a frekvencia lineárisan csökkenő függvénye. A késleltetési idő frekvenciától való függését diszperziónak nevezzük.
A t időpontban a jel pillanatnyi frekvenciája a szűrő bemenetén egyenlő. Ennek a frekvenciának az oszcillációja a szűrőkimenetre , azaz -os késleltetéssel érkezik. ebben a pillanatban . Határozzuk meg ezt a pillanatot:
Következésképpen a jel összes spektrális komponense (frekvenciájuktól függetlenül) olyan ideig késleltetett a szűrőben, hogy a kimenetére egy időben érkezzen. Az aritmetikai összeadás eredményeként csúcsjelcsúcs alakul ki.(4.185. ábra)
A tömörített rádióimpulzus alakját frekvenciaeltérés hiányában a bemeneti jel amplitúdó-frekvencia spektruma határozza meg. A fázisspektrumot ebben az esetben a szűrő fázisválasza kompenzálja, és nincs hatással a bemeneti jel alakjára. A fő ok a jel fázisspektrumának kompenzálása
időbeli tömörítés, ami a harmonikus összetevők következetes szuperpozícióját eredményezi.
FKM jelfeldolgozás
A fáziskóddal manipulált jel egy párhuzamos impulzusokra bontott impulzusjel, amelyek mindegyikének saját kezdeti fázisa van (4.186. ábra).
Ilyen jelre a reláció
ahol N a részleges impulzusok száma a jelben;
Δf a jel spektrumának szélessége.
A fáziskódok általában binárisak, de lehetnek összetettebbek is. FKM - a jel koherens impulzusok csomagjaként ábrázolható. Egy ilyen csomaghoz az optimális detektort a 4.187. ábra mutatja
A séma jellemzői a következők:
· Késleltetés a vonal szomszédos leágazásai között, a késleltetésnek meg kell egyeznie a τ 1 részimpulzus időtartamával;
· Fázisváltókat kell beépíteni a késleltetési vonal egyes leágazásaiba, hogy biztosítsák a jelek közös módú összegzését.
Az optimális FKM detektor - jel blokkvázlata a 4.188
A diagram a következőket mutatja: PV - fázisváltók; Az SF egy illesztett szűrő. A 4.189. és 4.190. ábra az optimális detektor és a feszültség diagramjait mutatja három részimpulzusból álló jelhez.
A radarrendszert jellemző egyik fő paraméter a diszkriminációs együttható, amelyet a vevő bemeneti P min minimális jelteljesítményének a zajteljesítményhez viszonyított arányaként definiálunk.
Az érzékelési jellemzők a jel energiájától függenek
Az FKM rádióimpulzusokat az impulzuson belüli hirtelen fázisváltozás jellemzi egy bizonyos törvény szerint, például (1.66. ábra):
– három elemű jelkód
- a fázisváltozás törvénye
vagy hételemes jel (1.67. ábra):
Így a következő következtetést vonhatjuk le:
· Az ASF jelek csipogással folyamatosak.
· Az ASF-burkológörbe a jelburkológörbe alakja határozza meg.
· Az ASF maximális értékét a jel energiája határozza meg, amely viszont egyenesen arányos a jel amplitúdójával és időtartamával.
A spektrum szélessége 
ahol a frekvencia eltérés és nem függ a jel időtartamától.
A jelbázis (szélessávú tényező) lehet n>>1. Ezért a csipogó jeleket szélessávúnak nevezik.
Az időtartamú FKM rádióimpulzusok olyan elemi rádióimpulzusok halmaza, amelyek intervallum nélkül követik egymást, mindegyik időtartama azonos és egyenlő. Az elemi impulzusok amplitúdója és frekvenciája azonos, a kezdeti fázisok (vagy más értékekkel) eltérhetnek. A kezdeti fázisok váltakozásának törvényét (kódját) a jel célja határozza meg. Megfelelő kódokat fejlesztettek ki a radarban használt FKM rádióimpulzusokhoz, például:
1, +1, -1 - három elemű kódok
- a négyelemes kód két változata
1 +1 +1, -1, -1, +1, -2 - hét elemű kód
A kódolt impulzusok spektrális sűrűségét az elemi rádióimpulzusok spektrális sűrűségének összegeként a Fourier-transzformációs additív tulajdonság segítségével határozzuk meg.
jelenleg is maradnak ide vonatkozó radarban a felbontás, az információátviteli rendszerekben pedig a jelek megkülönböztetésének feladata.
E problémák megoldására lehetőség van ortogonális függvények együttesei által kódolt PCM jelek felhasználására, amelyeknek, mint ismeretes, nulla keresztkorrelációjuk van.
A jelek radarban történő feloldásához burst jelet lehet használni, amelynek minden impulzusát egy ortogonális mátrix, például Vilenkin-Chrestenson vagy Walsh-Hadamard mátrix egyik sora kódolja. Ezek a jelek jó korrelációs jellemzőkkel rendelkeznek, ami lehetővé teszi a fenti feladatokhoz való felhasználásukat. Az adatátviteli rendszerekben lévő jelek megkülönböztetésére ugyanazt a jelet használhatja 1-gyel egyenlő munkaciklussal.
Ebben az esetben a Vilenkin-Chrestenson mátrix felhasználható többfázisú ( p-fázisú) FKM jelet, és a Walsh-Hadamard mátrixot, mint a Vilenkin-Chrestenson mátrix speciális esetét a kettővel egyenlő fázisszámra, hogy kétfázisú jelet alkossanak.
A többfázisú jelekről ismert, hogy nagy a zajtűrő képessége, szerkezeti titkossága és viszonylag alacsony szintű az autokorrelációs függvény oldallebenyei. Az ilyen jelek feldolgozásához azonban több algebrai összeadási és szorzási műveletre van szükség a jelminták valós és képzeletbeli részeinek jelenléte miatt, ami a feldolgozási idő növekedéséhez vezet.
A diszkrimináció és a felbontás feladatait nehezítheti a vivőfrekvencia eleve ismeretlen Doppler-eltolódása az információforrás és az előfizető vagy a radar és a cél relatív mozgása miatt, ami a jelek valós idejű feldolgozását is megnehezíti. további Doppler-feldolgozási csatornák jelenlétére.
A fenti jelek Doppler-frekvencia adalékkal történő feldolgozásához olyan eszközt javasolunk használni, amely egy bemeneti regiszterből, egy diszkrét konverziós processzorból, egy keresztkötési blokkból és egy sor azonos jel ACF generáló blokkból áll, amelyek sorosan kapcsolódnak shift regisztereket.
Ha a többfázisú burst jel feldolgozására szolgáló ortogonális Vilenkin-Chrestenson mátrixot vesszük alapmátrixnak, akkor a diszkrét transzformáció diszkrét Vilenkin-Chrestenson-Fourier transzformációvá alakul.
Mert Mivel a Vilenkin-Chrestenson-mátrix Goode-algoritmussal faktorizálható, a diszkrét Vilenkin-Chrestenson-Fourier transzformáció visszavezethető a gyors Vilenkin-Chrestenson-Fourier transzformációra.
Ha az ortogonális Walsh-Hadamard mátrixot vesszük alapmátrixnak - a Vilenkin-Chrestenson mátrix egy speciális esetét egy kétfázisú burst jel feldolgozására, akkor a diszkrét transzformáció diszkrét Walsh-Fourier transzformációvá alakul, amelyet faktorizálással lehet csökkenteni. a gyors Walsh-Fourier transzformációhoz.
