El pulso PCM es un pulso de radio rectangular en el relleno de alta frecuencia de codificación de código de fase interno (onda portadora).
La manipulación es la misma que la modulación con salto de parámetros.
El pulso FKM es un conjunto de pulsos de radio rectangulares adyacentes con la misma duración T, la misma amplitud y la misma frecuencia de llenado.
La fase inicial del llenado de RF de estos pulsos puede tomar sólo dos valores: 0 o π. La alternancia de estos valores de un pulso a otro obedece a un código determinado.
La elección del código se realiza a partir de la condición de obtener la mejor señal ACF.
Considere un ejemplo de un pulso FKM con un volumen de n señales elementales, donde la manipulación de fase se realiza mediante un código Barker.
El ancho del espectro del pulso PCM está determinado por la duración del pulso elemental T y
FCM es una señal compleja. Su base está determinada por el número de pulsos n (n>>1).
Llevemos a cabo la síntesis de un filtro lineal adaptado al pulso FKM de acuerdo con la respuesta al impulso requerida.
La respuesta al impulso es una imagen especular de la señal de entrada.
Imagen condicional g de (t):
Como puede ver, la respuesta al impulso del filtro óptimo sintetizado también es un pulso FKM, cuyo código es una imagen especular del código de la señal, por lo tanto, la respuesta de nuestro filtro al pulso δ será n radio rectangular adyacente pulsos de la misma duración, amplitud y frecuencia.
La fase inicial de los pulsos de relleno de RF varía de un pulso a otro de acuerdo con el código del espejo.
La prueba mostró que nuestro filtro es óptimo para esta señal.
Encontremos la respuesta del filtro óptimo resultante a un pulso PCM dado. Se sabe que la respuesta del filtro óptimo sigue la forma del ACF del pulso PCM.
Imagen condicional del pulso FKM.
Imagen condicional de la respuesta del sumador (señal en la salida del sumador).
A la salida del sumador también se obtienen siete pulsos de radio rectangulares, espaciados por un intervalo T y. La duración de estos pulsos es la misma e igual a T y.
Su frecuencia de llenado es la misma. La fase de llenado inicial para el pulso central es 0, y para el resto π. La amplitud del impulso central es siete veces mayor que la amplitud de todos los demás impulsos.
Conclusión: la señal a la salida del filtro óptimo, combinada con el pulso PCM, es n pulsos de radio triangulares contiguos de la misma duración 2T y, con el mismo ciclo de trabajo y con la misma fase inicial, y la amplitud del pulso central ( lóbulo principal) es siete veces mayor que en otros impulsos (lóbulos laterales).
Resulta que en el filtro óptimo la manipulación del código de fase se ha transformado en manipulación por desplazamiento de amplitud.
Como puede ver, un pulso FKM se convirtió en siete pulsos triangulares: uno central y seis laterales.
Es imposible excluir completamente los lóbulos laterales, no existen tales códigos. El código de Barker es el mejor de todos los códigos en términos de la relación entre la amplitud del lóbulo lateral y el central.
Desafortunadamente, la longitud del código Barker no puede ser mayor que 13.
Para obtener una base de señal grande, se utilizan ampliamente códigos de secuencia de longitud máxima (secuencias M).
Si contamos la duración de la señal de salida del filtro óptimo a un nivel de 0,5 del máximo, entonces resulta que esta duración es igual a T y \u003d T c / n (n-base), por lo tanto, la duración óptima El filtro comprime la señal de entrada en el tiempo un número de veces igual a la base.
El efecto de comprimir una señal compleja en el filtro óptimo le permite aumentar un número de veces igual a la base de la señal, resolución de la señal en el tiempo.
La resolución temporal significa la posibilidad de observar por separado dos señales desplazadas entre sí durante algún tiempo.
A la entrada del filtro óptimo, las señales se pueden observar por separado si están desplazadas entre sí en más de T s.
Después del filtro óptimo, las señales se pueden observar por separado si se desplazan entre sí en más de T y.
Ventaja de las señales complejas:
1) Con un filtrado óptimo se obtiene una ganancia señal/ruido igual a la base. Esto significa que el sistema de comunicación puede funcionar con relaciones señal-ruido bajas en la entrada. Esto da:
Puedes recibir una señal desde lejos (desde el espacio);
Es posible realizar comunicaciones encubiertas.
2) Utilizando señales complejas, por ejemplo FKM, es posible realizar la separación de códigos de los canales de comunicación.
3) Gracias a señales complejas es posible solucionar los eternos problemas de comunicación y ubicación, por ejemplo, se sabe que para aumentar el alcance de la comunicación es necesario aumentar la energía de la señal transmitida. Cuando se trabaja con un pulso de radio rectangular, la energía está determinada por la amplitud del pulso y la duración de la señal. La amplitud del pulso transmitido no se puede aumentar hasta el infinito, por lo tanto, aumenta la duración del pulso. Sin embargo, aumentar la duración de la señal empeora la resolución de la señal en el tiempo.
El uso de señales complejas permite separar estas cantidades: la energía depende de la duración de la señal T s, y la resolución de la señal depende del valor de la base de la señal n=T s /T y.
Sección 6
UDC 621.396.96:621.391.26
Método de mejora de la eficiencia del radar para detectar personas detrás de barreras ópticamente opacas
O. V. Sytnik I. A. Vyazmitinov, E. I. Miroshnichenko, Yu. A. Kopylov
Instituto de Radiofísica y Electrónica. A. Ya. Usikova NAS de Ucrania
Se consideran las posibilidades de reducir el nivel de lóbulos laterales de la función de autocorrelación del FKM de señales de sondeo y los problemas de su implementación práctica en equipos. Se propone una modulación intrapulso de amplitud de fase óptima, que permite reducir los lóbulos laterales y al mismo tiempo aumentar la tasa de repetición de las ráfagas de sondeo. Se investigan los factores que influyen en las características de dichas señales y se propone un criterio para su viabilidad en los equipos.
Introducción.
Los algoritmos para el procesamiento de señales en un radar con señal de sondeo casi continua, destinado a detectar objetos ocultos detrás de obstáculos ópticamente opacos, se basan, por regla general, en el principio de procesamiento de correlación óptimo o filtrado adaptado [–].
Las señales de sondeo para dichos radares se seleccionan en función del requisito de proporcionar la resolución y la inmunidad al ruido necesarias. Al mismo tiempo, intentan hacer que la función de incertidumbre de la señal de la forma de un lápiz en el plano correspondiente con un nivel mínimo de lóbulos laterales. Para ello se utilizan varios tipos complejos de modulación [ , , ]. Los más comunes son: señales moduladas en frecuencia; señales multifrecuencia; señales codificadas por cambio de fase; señales con modulación de fase de código; señales de frecuencia discreta o señales con modulación de frecuencia codificada; señales compuestas con modulación de frecuencia codificada y una serie de señales que son una combinación de varios tipos de modulación. Cuanto más estrecho sea el pico principal de la función de incertidumbre de la señal y cuanto menor sea el nivel de sus lóbulos laterales, mayor será la resolución y la inmunidad al ruido del radar, respectivamente. El término "inmunidad al ruido" en este trabajo significa la estabilidad del radar a las interferencias causadas por los reflejos de la señal de sondeo de objetos que no son objetivos y están ubicados fuera de la luz estroboscópica analizada (frecuencia, tiempo). Estas señales en la literatura se denominan señales de base grande o señales de banda ultraancha (UWB).
Una de las variedades de señales UWB son las señales codificadas por desplazamiento de fase, que representan una secuencia codificada de pulsos de radio, cuyas fases iniciales cambian según una ley determinada. Secuencias de código de longitud máxima o METRO-las secuencias tienen propiedades muy importantes para el radar:
· METRO-las secuencias son periódicas con período, donde es el número de pulsos elementales en la secuencia; − duración de un impulso elemental;
· El nivel de lóbulos laterales de la función de incertidumbre para una secuencia periódica es −, y para un tren de pulso único −;
· Los impulsos en un período de la secuencia, que difieren en fases, frecuencias y duraciones, se distribuyen de manera equiprobable, lo que da motivos para considerar estas señales como pseudoaleatorias;
· Formación METRO-las secuencias se llevan a cabo de manera bastante simple en registros de desplazamiento, y el número de bits del registro está determinado por la longitud de un período de la secuencia - de la relación .
El objetivo de este trabajo es estudiar las posibilidades de reducir el nivel de lóbulos laterales de la función de incertidumbre de señales moduladas METRO-secuencias.
Formulación del problema.
La figura 1 muestra un fragmento de la función moduladora formada por una secuencia periódica (aquí, dos períodos METRO-secuencias con
).
La sección transversal a lo largo del eje temporal de la función de incertidumbre de una señal de radio modulada de tal manera METRO-La secuencia se muestra en la Fig.2. El nivel del lóbulo lateral es 1/7, o menos 8,5 dB, como predice la teoría.
Consideremos la posibilidad de minimizar los lóbulos laterales de la función de incertidumbre de la señal QKM. Denotar por el símbolo METRO-secuencia, cuya duración de un período es igual a . En tiempo discreto, siempre que , el algoritmo para calcular los elementos de la secuencia se puede escribir de la siguiente forma:
(1)
La señal de radio emitida por el localizador es el producto de la señal armónica portadora
, (2)
Dónde
− vector de parámetros, sobre la función moduladora (1) -
. (3)
La potencia de la señal se distribuye entre los lóbulos laterales de la función de incertidumbre.
(4)
y el pétalo principal -
, (5)
donde el símbolo *− denota la operación de conjugación compleja, y los límites de integración en los dominios de tiempo y frecuencia están determinados por el tipo correspondiente de modulación de señal.
Actitud
(6)
puede considerarse como una función objetivo de un problema de optimización paramétrica.
Algoritmo para resolver el problema.
La solución del problema de optimización (6) es la estimación del parámetro -
, (7)
¿Dónde está el dominio del vector?
La forma tradicional de calcular la estimación (7) es resolver el sistema de ecuaciones:
. (8)
La solución analítica (8) resulta bastante laboriosa, por lo que utilizamos el procedimiento de minimización numérica basado en el método de Newton.
, (9)
donde es el valor que determina la longitud del paso del procedimiento de búsqueda del extremo de la función objetivo.
Una forma de calcular la longitud de la zancada es calcular:
. (10)
En el caso más simple, cuando el vector se compone de un parámetro, por ejemplo, o , la señal de sondeo se forma de manera relativamente simple. En particular, al optimizar la función objetivo con respecto al parámetro, la señal se forma de acuerdo con la relación
. (11)
En la fig. La figura 3 muestra un fragmento del módulo de la función de autocorrelación de la señal (11) en , que corresponde a la señal de radio FKM sin modulación de fase intrapulso.
El nivel del lóbulo lateral de esta función corresponde al límite teórico igual a , donde . En la fig. La figura 4 muestra un fragmento del módulo de la función de autocorrelación de la señal (11) con el parámetro obtenido al optimizar la función (). El nivel del lóbulo lateral en este caso es de -150 dB. El mismo resultado se obtiene con la modulación de amplitud. METRO-secuencias. En la fig. 5 muestra la forma de dicha señal en el valor óptimo de .
Arroz. 5. Fragmento de la señal PCM modulada en amplitud.
En este caso, la señal de sondeo se forma de acuerdo con el algoritmo.
. (12)
La modulación simultánea de amplitud y fase conduce a una disminución del lóbulo lateral en otro orden de magnitud. No es posible alcanzar el nivel cero del lóbulo lateral debido a los inevitables errores computacionales del procedimiento recurrente de minimización de la función objetivo (), que no permiten encontrar el verdadero valor del parámetro, sino solo su vecindad -. En la fig. 6 muestra la dependencia de los valores de los coeficientes de modulación de fase óptimos del parámetro que determina la longitud de la secuencia.
Arroz. 6. Dependencia del cambio de fase óptimo de la longitud. METRO- secuencias
De la fig. Se puede ver en la Fig. 6 que a medida que aumenta la longitud de la secuencia, el valor del cambio de fase óptimo tiende asintóticamente a cero, y en , podemos suponer que la señal óptima con modulación de fase intrapulso prácticamente no difiere de la habitual. Señal PCM. Los estudios muestran que a medida que aumenta la duración del período del PSS modulador, la sensibilidad relativa a la distorsión de la señal disminuirá.
Un criterio analítico para elegir la longitud del límite de una secuencia puede ser la siguiente relación
, (13)
donde es un número que determina la posibilidad de implementación técnica de la señal con modulación intrapulso en el equipo.
Estimación de la conveniencia de la complicación de la señal.
La inevitable complicación de la señal con una disminución de los lóbulos laterales de la función de autocorrelación aumenta significativamente los requisitos para la configuración de dispositivos y rutas de transmisión de señales. Entonces, con un error de configuración del factor de fase de una milésima de radianes, el nivel del lóbulo lateral aumenta de menos 150 dB a menos 36 dB. Con modulación de amplitud, el error relativo al valor óptimo del coeficiente. A en una milésima conduce a un aumento del lóbulo lateral de -150 dB a -43 dB. Si los errores al configurar los parámetros son 0,1 del óptimo que se puede implementar en el equipo, entonces el lóbulo lateral de la función de incertidumbre aumentará a menos 15 dB, lo que es entre 7 y 7,5 dB mejor que en ausencia de fase adicional y Amplitud modulada.
Por otro lado, es posible reducir el lóbulo lateral de la función de incertidumbre sin complicar la señal aumentando . Entonces, cuando el nivel del lóbulo lateral será de aproximadamente menos 15 dB. Cabe señalar que las señales PCM convencionales (es decir, sin modulación AM-PM adicional) también son sensibles a los errores que ocurren durante su formación. Por lo tanto, la longitud METRO-Las secuencias en dispositivos de radar reales tampoco se pueden aumentar indefinidamente.
Consideremos el efecto de los errores que ocurren en los equipos durante la formación, transmisión, recepción y procesamiento de señales de radio PCM sobre sus propiedades.
Evaluación de la influencia de los errores en la formación de la señal PCM sobre sus propiedades.
Todo el conjunto de factores que afectan las características de la señal se puede dividir en dos grupos: fluctuantes y deterministas.
Los factores de fluctuación incluyen: inestabilidades de frecuencia de fase de los generadores de referencia; ruidos de diversa índole; señales que se filtran desde el transmisor directamente a la entrada del receptor y, después del procesamiento de correlación con la señal de referencia, forman procesos similares al ruido y otros factores.
Los factores deterministas incluyen: ancho de banda insuficiente de los circuitos de formación; asimetría de la función moduladora; incoherencia de la función moduladora y la onda portadora; diferencia en la forma de las señales de referencia y de sondeo, etc.
En una forma más general, la expresión analítica de una señal modulada por un sistema pseudoaleatorio METRO- secuencia, representar en la forma
, (14)
Dónde ; - amplitud constante; o pag- fase de señal; norte=2k-1; k-entero; - la duración del impulso elemental que forma la secuencia.
Su función de correlación bidimensional se escribe como:
(15)
en
, , y su espectro normalizado se muestra en la Fig.7. Aquí, para mayor claridad, se muestra un fragmento del eje de frecuencia, donde se concentran los componentes principales del espectro de la señal. Un rasgo característico de dicha señal, como puede verse en la Fig. 7, es el nivel reducido de la onda portadora no modulada, que tiende a cero en el caso ideal.
Fig.7. Espectro de señal normalizado
El amplio ancho de banda del espectro y la ausencia de oscilaciones periódicas no moduladas permiten implementar algoritmos para detectar e identificar objetos en sistemas de localización, como cuando la señal útil se atenúa en obstáculos entre 40 y 50 dB y los niveles de interferencia correlacionada superan la señal entre 50 y 70 dB.
Arroz. 8. Densidad espectral de la señal distorsionada.
En el caso de que las distorsiones de la señal estén dadas por funciones deterministas en las coordenadas desplazamiento Doppler - retardo, es más conveniente tener en cuenta su influencia en los parámetros de la función de autocorrelación de la señal, por ejemplo, en forma del siguiente error funciones.
Entonces, para una señal pseudoaleatoria codificada por desplazamiento de fase con norte=15, la dependencia del nivel del lóbulo lateral residual de la función de autocorrelación del ancho de banda de los circuitos formadores y la ruta de radio se muestra en la Fig. . 9.
Fig.9. Dependencia del nivel del lóbulo lateral del ACF del ancho de banda
transmisión del camino de formación para k=4
Aquí, a lo largo del eje y, se traza el valor que determina el nivel máximo alcanzable del lóbulo lateral de la función de autocorrelación, una señal modulada por un sistema pseudoaleatorio. METRO- por secuencia, y a lo largo de abscisas - la relación entre el ancho de banda del circuito formador y el valor máximo de la frecuencia del espectro efectivo de la señal, expresada como porcentaje. Los puntos del gráfico muestran los valores del nivel de lóbulo lateral del ACF obtenidos mediante simulación numérica de efectos instrumentales. Como puede verse en la Fig. 9, en ausencia de distorsiones de frecuencia en las rutas de radio, el nivel del lóbulo lateral del ACF de la señal modulada en la fase del SRP periódico con un período norte, es – 1/ norte. Esto corresponde al límite teórico conocido. Al limitar el espectro de la señal modulada, el nivel del lóbulo lateral aumenta y, con una limitación del 50%, alcanza el nivel , que corresponde a una función de autocorrelación no periódica. Una mayor limitación del espectro de la señal de radio conduce a un colapso casi completo del ACF y, como resultado, a la imposibilidad de utilizar la señal con fines prácticos.
Las distorsiones en el espectro de la señal emitida por el localizador y las oscilaciones de referencia que ingresan al correlador debido a la asimetría entre los niveles positivos y negativos y las duraciones de las oscilaciones moduladoras conducen a un aumento significativo de la interferencia en los lóbulos laterales del ACF y a un deterioro de la resolución espacial y características de detección del localizador. La dependencia del nivel del lóbulo lateral del coeficiente de asimetría se muestra en la Fig. 10.
El coeficiente de asimetría se definió como
, (16)
¿Dónde está la duración de un pulso elemental no distorsionado, que se forma? METRO- subsecuencia; los índices "+" y "-" significan la duración del pulso elemental positivo y negativo con distorsiones asimétricas.
Fig.10. Dependencia del nivel del lóbulo lateral del ACF de la magnitud de las distorsiones asimétricas de la señal para k=4.
Conclusión.
La elección de la señal y el grado de complejidad de su función moduladora están determinados principalmente por la naturaleza de las tareas a las que está destinado el radar. El uso de una señal PCM bastante compleja con modulación intrapulso requiere la creación de equipos de precisión, lo que inevitablemente conducirá a un aumento significativo en el costo del diseño, pero al mismo tiempo permitirá la creación de unidades universales que puedan usarse tanto en el radar para los rescatistas y en el radar para detectar objetivos en vuelo rápido. Esta posibilidad aparece porque las características de una señal compleja con una longitud de secuencia corta, es decir La alta frecuencia de repetición de paquetes, le permite tener la resolución necesaria y la inmunidad al ruido con la posibilidad de medir frecuencias Doppler en un rango más amplio. Además, la construcción de sistemas de radar con radiación continua y modulación de fase pseudoaleatoria de la onda portadora requiere un análisis detallado y una consideración de todos los factores que causan distorsión de la señal tanto en la ruta de transmisión como en la de recepción del localizador. La contabilidad de los factores de distorsión se reduce a resolver problemas de ingeniería para garantizar un ancho de banda suficiente, la estabilidad de los parámetros eléctricos y la estabilidad de las características de las trayectorias de formación. En este caso, las señales del radar de sondeo deben ser coherentes con las señales moduladoras y auxiliares. De lo contrario, se necesitan soluciones técnicas que minimicen las distorsiones diferenciales entre las oscilaciones radiadas y de referencia. Una de las posibles formas de implementar tales soluciones técnicas es la introducción de restricciones simétricas en la amplitud de las señales en las etapas de salida del transmisor y en la entrada del correlacionador del receptor. En este caso, aunque se pierde parte de la energía de la señal, es posible formar un ACF de la señal modulada con parámetros aceptables. Estas soluciones técnicas son aceptables en radares portátiles, donde el coste y las dimensiones del sistema juegan un papel decisivo.
Lo más prometedor en la actualidad, desde el punto de vista de los autores, debería considerarse la construcción de dispositivos para generar y procesar señales de radio de estructura compleja para equipos de radar, basados en procesadores de señales de alta velocidad que funcionan a frecuencias de reloj de varios gigahercios. . El diagrama de bloques del radar con este enfoque se vuelve extremadamente simple. Se trata de un amplificador de potencia lineal, un amplificador receptor lineal de bajo ruido y un procesador con periféricos. Este esquema permite no sólo realizar casi por completo las propiedades de las señales inherentes a su fina estructura, sino también crear sistemas de radar tecnológicamente fáciles de configurar, en los que el procesamiento de la información se basa en algoritmos óptimos.
Literatura
1. Frank U.A., Kratzer D.L., Sullivan J.L. El radar Twopound // RCA Eng.- 1967. No. 2; Pág.52-54.
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9. Manual de radar / Ed. Sr. Skólnik. Por. De inglés. Ed. K.N. Trofimova. , M.: Sov. radio, 1978, Vol.3. 528.
Las señales de estante amplio también incluyen señales con una frecuencia de modulación lineal intrapulso (chirrido). Se puede presentar en forma
donde φ(t) es la fase total.
La frecuencia dentro del pulso cambia según la siguiente ley.
,
donde Δf es la desviación de frecuencia.
La fase total en el tiempo t se obtiene integrando la frecuencia:
Por tanto, la fase total de la señal cambia según una ley cuadrática. Teniendo en cuenta la fase completa del chirrido, la señal se puede escribir de la siguiente forma
base de señal 
. La apariencia de la señal LFM se muestra en la figura 4.179.
El procesamiento óptimo de la señal chirrido requiere la presencia de un filtro adaptado con una característica que sea especular en relación con la señal. De los filtros analógicos, esta es una línea de retardo dispersivo, en la que el tiempo de retardo depende de la frecuencia.
En la figura 4.180 se muestra un diagrama simplificado de un filtro adaptado para una señal de chirrido.
El espectro de la señal en la salida del filtro adaptado se encuentra mediante la fórmula
donde K(jω) es la función de transferencia del filtro adaptado;
S(jω) es el espectro de la señal de chirrido externo.
La apariencia del espectro S(jω) se muestra en la figura 4.181.
¿Dónde está el momento en que aparece la señal de salida máxima?
K es una constante.
Dejando que el módulo de densidad espectral sea igual a un valor constante, obtenemos
donde B es la amplitud de los componentes espectrales.
Según el teorema de Parseval
La señal a la salida del filtro adaptado en el dominio del tiempo se encuentra utilizando la transformada de Fourier del plano espectral.
Integrando sobre frecuencias positivas y separando la parte activa, obtenemos
Por lo tanto, el pulso de salida se comprime K veces más estrecho que el de entrada y su amplitud aumenta en un factor de.
La apariencia del pulso se muestra en la figura 4.172.
El ancho del lóbulo principal en los ceros es 2/Δf, y en el nivel 0,64-1/Δf. La relación de compresión para este nivel será igual a
El diagrama de incertidumbre de la señal chirrido se muestra en la figura 4.183.
Con el ancho de banda ocupado, el chirrido es la mejor señal para la resolución temporal.
El mecanismo de compresión de señal en el filtro óptimo se puede explicar de la siguiente manera. El filtro óptimo retrasa los componentes espectrales por un tiempo:
(4.104)
¿Dónde está la frecuencia promedio?
desviación de frecuencia;
Duración del pulso;
Tiempo para alcanzar el pulso comprimido máximo.
La dependencia del tiempo de retardo con la frecuencia (4.104) se muestra en la figura 4.184. El tiempo de retardo es una función linealmente decreciente de la frecuencia. La dependencia del tiempo de retraso de la frecuencia se llama dispersión.
En el momento t, la frecuencia instantánea de la señal en la entrada del filtro es igual a. La oscilación de esta frecuencia llega a la salida del filtro con un retraso de , es decir en el momento . Definamos este momento:
En consecuencia, todos los componentes espectrales de la señal (independientemente de su frecuencia) se retrasan en el filtro durante un tiempo tal que llegan a su salida simultáneamente en el tiempo . Como resultado de la suma aritmética, se forma un pico de señal (figura 4.185).
La forma del pulso de radio comprimido en ausencia de desajuste de frecuencia está determinada por el espectro de amplitud-frecuencia de la señal de entrada. El espectro de fase, en este caso, se compensa con la respuesta de fase del filtro y no afecta la forma de la señal de entrada. La compensación del espectro de fase de la señal es la razón principal.
compresión temporal, lo que resulta en una superposición consistente de componentes armónicos.
Procesamiento de señales FKM
Una señal manipulada por código de fase es una señal pulsada dividida en pulsos paralelos, cada uno de los cuales tiene su propia fase inicial (figura 4.186).
Para tal señal, la relación
donde N es el número de pulsos parciales en la señal;
Δf es el ancho del espectro de la señal.
Los códigos de fase suelen ser binarios, pero pueden ser más complejos. FKM: la señal se puede representar como un paquete de pulsos coherentes. Para tal paquete, el detector óptimo se muestra en la figura 4.187.
Las características del esquema son las siguientes:
· Retraso entre tomas adyacentes de la línea, el retraso debe ser igual a la duración del pulso parcial τ 1 ;
· Se deben incluir desfasadores en algunas derivaciones de la línea de retardo para garantizar la suma de señales en modo común.
El diagrama de bloques del detector FKM óptimo: la señal se muestra en la figura 4.188.
El diagrama muestra: PV - desfasadores; SF es un filtro coincidente. Las figuras 4.189 y 4.190 muestran diagramas del detector óptimo y diagramas de voltaje para una señal que consta de tres pulsos parciales.
Uno de los principales parámetros que caracterizan el sistema de radar es el coeficiente de discriminación, que se define como la relación entre la potencia mínima de la señal en la entrada del receptor P min y la potencia del ruido.
Las características de detección dependen de la energía de la señal.
Los pulsos de radio FKM se caracterizan por un cambio brusco de fase dentro del pulso según una determinada ley, por ejemplo (fig. 1.66):
– código de señal de tres elementos
- la ley del cambio de fase
o una señal de siete elementos (Fig. 1.67):
Así, podemos concluir:
· Las señales ASF con chirrido son continuas.
· La envolvente ASF está determinada por la forma de la envolvente de la señal.
· El valor máximo de ASF está determinado por la energía de la señal, que a su vez es directamente proporcional a la amplitud y duración de la señal.
El ancho del espectro es 
donde la desviación de frecuencia y no depende de la duración de la señal.
La base de la señal (factor de banda ancha) puede ser norte>>1. Por lo tanto, las señales de chirrido se denominan banda ancha.
Los pulsos de radio FKM con una duración son un conjunto de pulsos de radio elementales que se suceden uno tras otro sin intervalos, la duración de cada uno de ellos es la misma e igual a . Las amplitudes y frecuencias de los pulsos elementales son las mismas y las fases iniciales pueden diferir en (o algún otro valor). La ley (código) de alternancia de las fases iniciales está determinada por el propósito de la señal. Se han desarrollado códigos correspondientes para los impulsos de radio FKM utilizados en radar, por ejemplo:
1, +1, -1 - códigos de tres elementos
- dos variantes del código de cuatro elementos
1 +1 +1, -1, -1, +1, -2 - código de siete elementos
La densidad espectral de los pulsos codificados se determina utilizando la propiedad de aditividad de la transformada de Fourier como la suma de las densidades espectrales de los pulsos de radio elementales.
actualmente permanecen importante en el radar, la tarea de resolución, y en los sistemas de transmisión de información, la tarea de distinguir señales.
Para resolver estos problemas, es posible utilizar señales PCM codificadas por conjuntos de funciones ortogonales que, como se sabe, tienen correlación cruzada cero.
Para resolver señales en el radar, se puede utilizar una señal de ráfaga, cada pulso de la cual está codificado por una de las filas de una matriz ortogonal, como una matriz de Vilenkin-Chrestenson o Walsh-Hadamard. Estas señales tienen buenas características de correlación, lo que permite utilizarlas para las tareas anteriores. Para distinguir entre señales en sistemas de transmisión de datos, se puede utilizar la misma señal con un ciclo de trabajo igual a uno.
En este caso, la matriz de Vilenkin-Chrestenson se puede utilizar para formar una polifase ( pag-fase) de la señal FKM, y la matriz de Walsh-Hadamard, como caso especial de la matriz de Vilenkin-Chrestenson para el número de fases igual a dos, para formar una señal bifásica.
Se sabe que las señales polifásicas tienen una alta inmunidad al ruido, secreto estructural y un nivel relativamente bajo de lóbulos laterales de la función de autocorrelación. Sin embargo, para procesar tales señales, es necesario realizar más operaciones algebraicas de suma y multiplicación debido a la presencia de partes reales e imaginarias de las muestras de señales, lo que conduce a un aumento en el tiempo de procesamiento.
Las tareas de discriminación y resolución pueden verse agravadas por el desplazamiento Doppler a priori desconocido de la frecuencia portadora debido al movimiento relativo de la fuente de información y el abonado o del radar y el objetivo, lo que también complica el procesamiento de señales en tiempo real debido a a la presencia de canales de procesamiento Doppler adicionales.
Para procesar las señales anteriores con un aditivo de frecuencia Doppler, se propone utilizar un dispositivo que consta de un registro de entrada, un procesador de conversión discreto, un bloque de enlace cruzado y un conjunto de bloques de generación de señal ACF idénticos, que están conectados en serie por turnos. registros.
Si tomamos como matriz base la matriz ortogonal de Vilenkin-Chrestenson para procesar una señal de ráfaga polifásica, entonces la transformación discreta se convertirá en una transformada discreta de Vilenkin-Chrestenson-Fourier.
Porque Si la matriz de Vilenkin-Chrestenson-Fourier se puede factorizar utilizando el algoritmo Good, entonces la transformada discreta de Vilenkin-Chrestenson-Fourier se puede reducir a la transformada rápida de Vilenkin-Chrestenson-Fourier.
Si tomamos la matriz ortogonal de Walsh-Hadamard como matriz base, un caso especial de la matriz de Vilenkin-Chrestenson para procesar una señal de ráfaga bifásica, entonces la transformada discreta se convertirá en una transformada discreta de Walsh-Fourier, que puede reducirse mediante factorización. a la rápida transformada de Walsh-Fourier.
